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原創 第十期產品組

探討一種利用漏感儲能的正反激電路

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boy59
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  • 2018-11-7 17:17:30
如果樓主的作品對你的研發學習和知識儲備有了很大的幫助,歡迎點擊活動頁面投上你寶貴的一票吧!

在硬開關電路中變壓器的漏感會增加開關管的應力、降低電源的效率,一般都希望漏感越小越好(反激連續模式中適量的漏感有利于抑制反向恢復電流)。
在正激電源中續流電感和變壓器是分離開的,反激電源中電感和變壓器是合二為一的,因而小功率應用中反激電源在體積和成本上更有優勢。
之前就有個想法看能否把漏感作為正激變壓器的續流電感,同時解決上述應力、效率、體積及成本等問題,準備借這次機會理論分析+實踐測試一下……

小編:下圖作為活動頁面展示用,樓主可以自行調換,謝謝。
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世紀電源網-九天
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  • 2018-11-7 17:36:41
 
歡迎dalao發帖~~前排圍觀~
nc965
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  • 2018-11-7 22:47:08
 
之前很多研究,最后應用不多。
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  • 2018-11-8 07:42:40
 
應該是存在一些弊端,譬如現在就已發現的這種電路占空比不能超過50%漏感不能工作于CCM模式……
YTDFWANGWEI
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  • 2018-11-8 08:29:56
 
只要在某一個方面具有明顯的優勢,且不增加成本,那就有應用的市場。
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  • 2018-11-8 09:11:13
 
有道理,看后面能分析出什么樣的結果。
靖哥哥
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  • 2018-11-8 12:28:18
 
支持樓主,圍觀學習...
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  • 2018-11-12 09:44:29
 
想要利用漏感就要為漏感電流設計一條通道,比如LLC電路、有源鉗位電路、雙管電路等,這里要探討的是后一種硬開關雙管電路。
常見的雙管電路有雙管正激、雙管反激,這里的電路將由雙管反激展開…
                               圖1-1-1 雙管反激電路
雙管反激和普通的反激電路原理是一樣的,區別是雙管反激為漏感提供了通道可以實現漏感能量回收。通常在設計反激電源時都忽略了漏感(Lr)的影響或假設漏感很小,因這里的應用要利用漏感儲能所以就不能將漏感設計的很小,考慮大漏感的分析過程如下:

boy59
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  • 2018-11-12 10:53:13
 
1、        斷續模式:
                                      圖1-1-2 雙管反激斷續模式電流波形
Ton時間段,電感Lr、Lm電流同步增加斜率為Uin/(Lm+Lr);Toff時間段,勵磁電流Ilm的斜率為-Uo/Lm,漏感電流Ilr的斜率為-(Uin-Uo)/Lr。
其中圖中的陰影區域為回收電流由漏感造成不能傳輸到輸出端,如果電路是采用的普通RCD吸收這部分能量都將被消耗掉,所以陰影區域越小越好(漏感越小越好)。
2、        連續模式:
                                   圖1-1-3 雙管反激連續模式電流波形
連續模式可以將波形分為4個區域,區域①漏感電流斜率(Uin+Uo)/Lr,區域②漏感和勵磁電感的斜率Uin/(Lm+Lr),區域③漏感電流斜率-(Uin-Uo)/Lr,區域④勵磁電流斜率-Uo/Lm。
連續模式時有個很關鍵的伏秒平衡方程:
如果忽略漏感Lr上述公式就變成了常見的伏秒平衡公式,注意上述公式中Don2≠Don而是指區域2的占空比。在連續模式占空比不變的條件下,隨著負載的加重輸出電壓降低的問題,除了電路損耗外從上述公式也能體現出來?;蛘哒f如果不考慮效率的因素,只有知道了Uin,Uo,Don,Lm,Lr就可以推斷出輸出負載大小或者是輸出功率大?。–CM模式),因為負載變Uo一定變而且他們的關系是唯一的。
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  • 2018-11-12 11:37:34
 
根據公式描繪出電流波形并同Saber的仿真結果做對比如下:
                         圖1-1-4 雙管反激Saber仿真與Mathcad計算對比
上圖的對比結果顯示上述對電路原理的分析并無太大偏差。

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  • 2018-11-12 16:37:12
 
有了電流方程后可以很方便的進行后續分析,下圖為等負載增益曲線
                               圖1-1-5 雙管反激等負載增益曲線
圖中的灰線Ro=R.BCM為臨界增益曲線,由于沒有對方程進行整理(整理后的方程估計為一元三次方程)而是直接用root工具求解,在自定義取值區間上有些麻煩造成部分曲線出現斷線的情況。
設漏感的百分比為k,可以得到不同漏感下的直流增益曲線圖:
                                 圖1-1-6 不同漏感下的增益曲線
當設漏感Lr=0時計算曲線與理論增益曲線重合。

greendot
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  • 2018-11-12 11:59:18
 
是不是應該說“陰影區域的高度越小越好” 。
ILm-ILr 的波形,Saber和MathCAD是否一樣?
boy59
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  • 2018-11-12 12:38:33
 

兩個電流的差值仿真和Mathcad計算的結果是一樣的,“陰影區域高度越小越好”不是太理解,這個高度應該就是指峰值電流Ipk吧,應該是跟輸出功率的關系更大一些……
greendot
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總工程師
  • 2018-11-12 15:29:15
 
我想到別的地方去了。
boy59
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  • 2018-11-12 16:36:29
 
     
greendot
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總工程師
  • 2018-11-12 17:09:55
 
其實說高度也是可以的,E=0.5*L*Ipk2.
boy59
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總工程師
  • 2018-11-12 17:19:59
 
Ipk=Tk*Uin/Lr , E=0.5*Uin*Ipk*Tk=0.5*Lr*Ipk2 ,說高度也可以說寬度也可以,所以說面積比較統一。
qlsxkql
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副總工程師
  • 2019-1-10 07:49:00
  • 倒數6
 
這個很有用。
boy59
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  • 2018-11-12 16:49:21
 
只需把圖1-1-1雙管反激電路的變壓器輸出同名端調換一下就可以變成以漏感為續流電感的雙管正激電路。
                                     圖2-1 利用漏感儲能的雙管正激電路
這種電路的輸出側不需要額外增加續流電感,漏感既為續流電感。初級側的二極管作為續流二極管,通常應用初級側都是承受高壓小電流所以相對來說效率可能會提高一點。

何仙公
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  • 2018-11-13 00:00:07
 
我只想看結果,結果行了再分析過程!
boy59
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  • 2018-11-13 10:21:16
 
其實拓撲并不是新拓撲只是在應用上有所不同,能正常工作是不用懷疑的。只是性能、性價比這些要等分析后才好判斷是否有優勢。
何仙公
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  • 2018-11-13 10:26:02
 
我擔心 漏感太小了,不足以續流
boy59
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總工程師
  • 2018-11-13 10:52:36
 
這種正反激電路算是LLC電路的一種特殊應用,大漏感可以按LLC變壓器的繞制方式來實現(磁集成)或者外置漏感。
boy59
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  • 2018-11-13 11:25:09
 
漏感續流雙管正激電路電流波形如下:
                                   圖2-2 漏感續流雙管正激電流波形
區域①漏感電流斜率(Uin-Uo)/Lr;區域②漏感電流斜率-(Uin+Uo)/Lr;區域③漏感、勵磁電感斜率-Uin/(Lm+Lr);區域①、②勵磁電感斜率Uo/Lm。
漏感作為續流電感缺點是不能工作在連續模式,因為如果漏感工作在CCM模式勵磁電感就沒有磁復位的時間,最終會導致變壓器飽和。目前還沒有想到有什么辦法能解決這個問題,如果有那么這種電路將優于普通的正激電路。
其等負載增益曲線如下:
                              圖2-3 漏感續流雙管正激等負載增益曲線
其中k=Lr/Lm表示漏感百分比(圖中取k=20%)。
boy59
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  • 2018-11-13 11:48:48
 
從上述對兩種電路的分析中可以發現反激電路是利用勵磁電感 Lm傳遞能量,漏感Lr是不利因素;正激電路是利用漏感Lr傳遞能量,勵磁電感Lm是不利因素。如果把兩種電路結合起來能否變不利為有利因素?正反激電路就這樣產生了。
                                   圖3-1 雙管正反激電路
如上圖正反激電路的輸出側同時包含了正激繞組和反激繞組,如果換個角度這種電路同LLC電路非常的相似,特性也比較相似(除軟開關特性外)。

boy59
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總工程師
  • 2018-11-13 16:47:19
 
兩種電路的仿真波形對比如下:
                            圖3-2 LLC電路與漏感續流正反激電流波形對比
上圖電流波形為相同負載、相同輸出電壓(既相同同輸出功率)的條件下獲得,由這個電流波形可知這種正反激電路無任何優勢……
LLC電路變壓器工作于一、三象限,漏感續流正反激電路工作于第一象限,相同輸出功率下后者峰值電流為前者的兩倍多(正弦波有效值高于三角波)。原本認為漏感續流正反激電路的勵磁電感能量可以傳遞到次級,實際上勵磁電流并沒有傳遞過去而是以直流分量的形式存在于初級側繞組中。

boy59
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  • 2018-11-13 17:10:26
 
如果將LLC電路的諧振電容用母線電容替代,使開關頻率遠高于諧振頻率也算是一種正反激電路
                              圖3-3 大諧振電容LLC電路波形
無輸出濾波電感的推挽電路、全橋電路也可以實現臨界模式正反激效果。

liaozhaocheng
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  • 2018-11-21 19:12:17
 
關注~!
Yongcai_Lai
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本網技師
  • 2018-11-19 16:18:43
 
我還以為是什么呢,原來是一下雙管反激
boy59
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總工程師
  • 2018-11-20 08:43:20
 
雙管反激、雙管正激、雙管正反激、推挽、LLC等電路分析到最后都感覺差不多,萬變不離其宗……
星宇
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  • 2018-12-2 21:38:49
 
強烈要求上實物圖!
nc965
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  • 2018-12-2 23:32:46
 
都沒結論,何來實物?
星宇
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  • 2018-12-3 00:08:19
 
先理論分析,然后實物驗證,中間過程如果有問題,再找原因!不然都是空談!
boy59
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  • 2018-12-3 08:55:04
 
現在是理論還沒有通過…… 遇到這么幾個問題
1、預想漏感可以同輸出次的續流電感一樣工作于CCM模式,實際情況是變壓器的勵磁電感沒辦法復位。工作于DCM模式時還沒同小功率的DCM模式反激做過比較。
2、預想漏感和勵磁電感的能量都傳遞到次級形成正反激電路,實際情況時正激、反激只能二選一。如果正激的后面帶續流電感(正統的正激)的倒是可以實現正反激都輸出的功能。
3、目前的這種正反激只能工作于臨界或斷續模式(第一象限),不如加隔直電容后工作于一、三象限有優勢。

greendot
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  • 2018-12-3 12:02:39
 
如果把漏感等效地畫在次級,這些預想就可能容易看明白些。
boy59
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  • 2018-12-3 19:44:19
 
沒考慮過次級漏感的應用,實際繞制變壓器過程中如何控制次級漏感大???
nc965
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  • 2018-12-3 20:04:28
 
原邊副邊不可以單獨控制,只能單獨控制幾個副邊之間的漏感
greendot
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總工程師
  • 2018-12-4 11:40:58
 
漏感的大小,大致取決于兩繞組間的距離,相對位置,線組厚度,繞線均勻度,線組覆蓋磁芯長度....。
試試把24樓圖里的初級漏感拿掉,正激副邊串一大漏感,反激副邊串小漏感,仿一仿。
boy59
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  • 2018-12-5 08:32:18
 
這兩天在琢磨另一個問題,等理清了頭緒再回頭好好的分析一下這個次邊漏感的應用。
boy59
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  • 2018-12-28 11:47:13
 
通過之前的分析發現利用變壓器的初級側漏感來實現正反激電路效果一般,或許可以利用次級側漏感,初級側漏感更適合在軟開關的應用上。
初級側的漏感也不是一無是處,圖1-1-4可見大的漏感可以降低開關導通時的電流上升速度(di/dt)從而有益于CCM模式下輸出二極管的反向恢復問題。不過大的漏感會降低電源效率,為解決這一矛盾提出一種兼容CCM和DCM優點的反激電路。
                                 圖4-1 兼容 CCM&DCM反激電路
這種電路在以前發過一個仿真帖,經過進一步的分析發現這個電路是非常具有實用價值的,這次準備將其主要特性及設計過程推導出來。
先說說這個電路的優缺點,缺點:
需要兩個變壓器及兩個輸出二極管,這其實并不算缺點,假設要設計一個60W的反激電源,可將CCM變壓器和二極管設計成55W,將DCM變壓器和二極管設計成5W,總功率之和還是60W,理論上成本和體積是不變的。
優點:
同DCM模式一樣MOS管零電流開通,輸出二極管零電流關斷無反向恢復問題;同CCM模式一樣峰值電流小電源效率高,兼容二者的優點又近似于普通反激特性。
何仙公
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  • 2018-12-28 17:30:45
 
你想搞成2個變壓器參數不一樣?
boy59
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  • 2018-12-28 18:17:16
 
是的,兩個參數不同的變壓器。
星宇
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分兩個變壓器,原邊串聯,比較好做些,有源鉗位正反激我已經試過了!
boy59
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  • 2018-12-29 10:53:33
 
相同的功率下,這種兩個變壓器串聯的和單獨一個變壓器的做比較,體積和成本上會有多大差別?
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  • 2018-12-29 17:26:23
 
電路中的兩個變壓器參數各不相同所以在設計上也與單個變壓器的設計略有不同,先采用近似法推導,后面可能會進行精確設計方法的推導(如果有必要)。
變壓器的設計是靈活多變的,這里準備采用圖解的形式窮其解而后根據需求和應用來選擇恰當的參數,先假設工作與CCM模式下的變壓器為主變壓器1,工作于DCM模式下的變壓器為輔助變壓器2。
設計參數如下:
Vinmin=100V ,Vinmax=380V,Vout=12V
Pout=72W,fs=60kHz,Vd=0.7V。

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  • 2018-12-29 17:55:08
 
第一、 確立反射電壓與匝比的關系
對于主變壓器1反射電壓與匝比的關系如下:
                 圖4-2 主變壓器反射電壓與匝比的關系
對于輔助變壓器2 反射電壓與匝比的關系如下:
                  圖4-3 輔助變壓器反射電壓與匝比的關系
這里將X軸的坐標換成了兩個變壓器匝比之比,以主匝比為參考。
因為兩個變壓器初級是串聯的所以反射電壓為二者之和:
                       圖4-4 總的反射電壓與匝比的關系
圖4-4為四條等主匝比(N1=7~4),反射電壓與輔助匝比的關系圖,如果選用600V開關管并假設漏感吸收及余量預留100V,反射電壓應小于600V-100V-Vinmax=120V。圖中120V線以下可選的曲線很多,這時需要另一個約束條件——最大占空比選擇。

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  • 2018-12-29 20:24:48
 
第二、 最大占空比與匝比的關系
最大占空比是以工作在CCM模式的主變壓器為參考計算的,實際上工作于DCM模式的輔助變壓器會對計算帶來一些影響,采用近似計算時忽略了這些影響。
                              4-3 占空比與匝比的關系
從上圖這些曲線中可以選取出最大占空比的范圍。像這種全電壓范圍的占空比大于0.5是比較合適的,但很多資料為了避免采用斜坡補償都按0.45占空比來設計,這里也暫時先按0.45占空比來設計。
斜坡補償設計參考:http://www.gljgx.tw/thread-305901-1-1.html
取主匝比N1=5.5,輔助匝比N2=0.935,再回頭算反射電壓Vor=81.7V。
                               4-4 占空比、反射電壓與匝比
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  • 2018-12-30 11:25:36
 
第三、 電感量設計
主變壓器功率與電感量的臨界模式曲線如下:
                          4-5 主變壓器電感臨界曲線
上圖中臨界曲線以下為CCM模式,這里取感量Lp1=400uH,假設72W功率全由主變壓器處理其對應的高壓電流紋波系數r=2.026低壓電流紋波系數r=0.906。
輔助變壓器的電感量設計要滿足其始終工作在BCMDCM模式下,按BCM設計的公式及結果如下:
                          4-6 輔助變壓器電感臨界曲線
綜合上面三個步驟得到兩個變壓器參數如下:
N1=5.5           Lp1=400uH
N2=0.935        Lp2=41.6uH
Don=0.45        Vor=81.724V
按上述參數用Saber軟件進行仿真驗證結果如下:
                                  4-7 電參數設計驗證
Vds=Vinmin+Vor=100+81.724=181.7182,副變壓器電感工作在BCM模式與設計比較接近。
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  • 2018-12-30 12:15:20
 
下面用仿真顯示這個輔助變壓器對初級零電流開、次級零電流關的效果:
                                        4-8 零電流開關
仿真中輔助變壓器采用的電感量為30uH小于臨界電感,由于這個電感工作于DCM模式所以MOS管開啟時電流是從零逐漸增加的(主變壓器電感CCM模式),相應的輸出二極管電流逐漸降低至零,這個輔助變壓器的電感量決定了電流恢復時間,其感量設計成大于二極管的反向恢復時間即可。
普通反激變壓器的漏感相對比較小假設為2%8uH,仿真結果如下:
                                        4-9 正常小漏感反激波形
上圖顯示普通反激漏感小電流關斷時間短輸出二極管反向恢復問題嚴重,如果加大漏感又會降低效率,所以這種初級DCM&CCM變壓器串聯的應用能很好的解決這一問題。

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  • 2018-12-30 19:50:24
 
將電路中二極管換成反向恢復時間大約200nS的二極管,分別仿真普通的反激和這種初級DCM&CCM串聯反激的實際效果:
                      4-10-1 普通反激存在反向恢復問題引發電流尖峰
普通反激由于輸出二極管存在反向恢復問題不能立即關斷,導致初級MOS管在開通時會產生一個尖峰電流(變壓器或其它寄生電容也會有這樣的尖峰)。這個尖峰電流會增加MOS管的損耗引起效率下降,另外次級導線不可避免的會存在寄生電感,這個寄生電感和尖峰電流的共同作用下會在次級二極管上產生高壓,所以CCM模式還要在二極管上加RC吸收電路。
當采用這種DCM&CCM串聯模式時所有的問題都可以解決了。
                       4-10-2 DCM&CCM無反向恢復問題
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  • 2018-12-31 11:32:43
 
通過調整參數發現增大輔助變壓器的比重后效果會更好,參數如下:
N1=3.217           Lp1=300uH
N2=3.217           Lp2=142.8uH
Don=0.45           Vor=81.724V
                         4-11-1 100V輸入主、輔變壓器同匝比
由于提高了輔助變壓器的感量使電流的上升、下降坡度更緩了,對輸出二極管的反向恢復時間要求更低了。輸出二極管的峰值電流降低了,不過輔助二極管要分攤更多的電流了。
                         4-11-2 380V輸入,主、輔變壓器同匝比
上圖輸入電壓切換到380V高壓后的波形。
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  • 2019-1-8 16:19:01
 
換個姿勢分析這種正反激電路發現其是可以實現正激+反激交替工作的。
                                       圖5-1 正反激交替輸出
單從輸入側看像單純的正激驅動,如果從輸出側看正、反激繞組都有電流流過實為正、反激交替輸出。

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  • 2019-1-8 16:52:41
 
這種電路可以采用調頻和調占空比兩種控制方式,直流增益特性分別如下:
                           圖5-2 兩種控制模式下的直流增益特性

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  • 2019-1-8 17:14:00
 
這種正反激交替工作的輸出端如同倍頻效果,特性介于反激和CCM正激之間,不過按目前的參數電路存在一個缺點。
                                     圖5-3 吸收電流波形
正常情況下CCM的反激輸出是個梯形波,而圖5-1中反激繞組輸出的只是三角波,結合圖5-3可見梯形波中的一部分電流通過初級側二極管返回到了母線電容中,理論上這是無損吸收實際上會有導通損耗。
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  • 2019-1-9 15:45:33
 
開關電源的控制模式一般分為調頻和調占空比(或二者兼調),調頻模式可以維持電路的工作狀態,比如從輕載到滿載始終維持CCM或BCM,缺點是輕載時開關頻率會過高導致開關損耗增大;調占空比模式特性相反從輕載到滿載工作模式會經歷從DCM、BCM到CCM的變化無法維持在某一特定模式。這種雙管驅動電路如果調整一下控制模式可以做到兼容調頻和調占空比兩種模式的優點。

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  • 2019-1-9 16:12:23
 
正常的雙管反激CCM模式下的波形如下:
                                   圖6-1 正常模式下的雙管反激波形
如果延長其中一個MOS管的導通時間就會產生新的控制模式(跟移向全橋有些相似)
                                   圖6-2 兼容調頻、調占空比的控制模式
上圖是延長了下管的導通時間,下面就準備對其工作原理及特性進行分析。
boy59
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  • 2019-1-9 16:47:55
 
步奏1,上下兩個開關同時導通時電流如下:
                    圖6-3-1 步奏1電感儲能
步奏2,上管關斷下管繼續導通時電流如下:
                    圖6-3-2 步奏2電感能量維持
步奏3,上管下管都關斷時電流如下:
                   圖6-3-3 步奏3電感能量釋放

與通常的雙管反激相比,這種控制方式多出了個步奏2——電感能量維持,如果控制好步奏2的維持時間并將上圖的二極管都換成MOS管那就是移向全橋的軟開關控制思路了。

greendot
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  • 2019-1-9 17:20:39
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步驟。移相。
何仙公
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  • 2019-1-9 17:26:58
  • 倒數9
 
你這是要上單片機做電源啊
boy59
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  • 2019-1-9 19:34:44
  • 倒數7
 
實際電路估計要用單片機了,仿真還是打算用純硬件電路來實現。
boy59
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簡練!
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  • 2019-1-10 09:49:13
  • 倒數5
 
多出的這個步奏2相當于從恒定開關周期中扣除一段時間,從而實現變周期或變頻的效果,最終產生一種“定周期變頻控制”的控制方式。
因為上管驅動和下管驅動相對獨立所以在控制上會有很大的自由度,好比計算一個長方形面積,相同的面積下長和寬會有任意多種組合(S=a*b)。列舉相同輸出功率下不同組合的幾個波形:
                          圖6-4 同功率下不同占空比組合波形
圖6-4中的波形依然遵循伏秒平衡,其中PWM_U信號的最大占空比為Don_u=0.3333(Vin=100V,Vor=50V),理論上無下限,真實有用的關斷占空比doff為Doff減去步奏2的電感能量維持占空比(其中Doff=1-Don_u),從而推出下管PWM_D的占空比為Don_d=1-Don_u*Vin/Vor。

boy59
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  • 2019-1-10 14:18:47
  • 倒數4
 
由于兩個占空比的自由度太高所以設置了一個等峰值的控制模式,仿真結果如下:
                       圖6-5 等峰值不同功率波形對比
等峰值控制模式有兩個優點,
一、      不同負載下電路始終工作于“CCM”模式滿足伏秒平衡原理,只需控制占空比就能得到期望的電壓值(可開環控制,忽略損耗理想情況下),輸出電壓不受負載的影響。
二、      由于峰值電流相近,從輕載到滿載或從滿載到輕載跳變時電感電流無需突變可以實現定周期下的單周期動態響應(現有的單周期控制實為變周期,拉長的單周期)。
步奏2的電感儲能階段實際上是有損耗的,輕載時可降低峰值電流維持電路在淺CCM模式下即可。

nc965
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  • 2019-4-14 11:26:39
  • 倒數3
 
這個應該可以提高效率,但PFC怎么弄?
boy59
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  • 倒數2
 
這個問題還沒考慮過,由于自由度很高應該是可行的而且控制方式可能不止一種,或許“單級PFC”也有可能實現。
nc965
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  • 2019-4-14 15:20:01
  • 倒數1
 
此外磁集成有沒有機會?
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