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圖解環路設計及控制技術探討

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boy59
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總工程師
  • 2018-5-11 16:11:11
  由于之前缺乏控制理論方面的知識在剛接觸反饋環路的時候對其中的很多名詞不是很明白,這次準備采用圖解的方法逐一的搞清楚這些名詞并且試圖找出一種便捷的設置零、極點的方法。最后準備再探討一下關于控制技術的一些個人想法看看能否有所突破。


(活動頁面圖,作者可自行更換)
環路補償參數設計_Buck.xls (451 KB, 下載次數: 1249)    (excel 文件)
環路補償參數設計.rar (231.9 KB, 下載次數: 981)    (Mathcad文件)
buck_type23.rar (5.31 KB, 下載次數: 682)    (Saber文件)

Buck從頻域到時域波形.rar

134.05 KB, 下載次數: 91, 下載積分: 財富 -2

(Mathcad文件)通過時域波形驗證環路設計效果

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boy59
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總工程師
  • 2018-5-11 16:50:55
 
在經典控制理論中經??吹絇ID控制(比例、積分、微分),這三者是獨立的互不影響的所以容易調節。零極點的方法同PID有異曲同工之妙,如果有被控系統的精確模型那么只要在bode圖上移動零極點并采用加減運算就能得出較理想的控制效果,貌似比PID還簡單(PID的優點是無需被控系統的模型)。如何理解零極點、雙重零極點、斜率-1過穿越頻率、條件穩定、1/2fs采樣定理等等將是首先探討的問題。

z443233785
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副總工程師
  • 2018-5-12 09:25:58
 
不是說好有圖嗎,來個圖吧,文字看的好累,本來上了一周的班調機調的眼珠子都出來了
boy59
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總工程師
  • 2018-5-12 16:21:32
 
還要琢磨著怎樣能讓別人更容易理解,自己還不能犯原則性錯誤,心也好累的······
lee1981520
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本網技工
  • 2018-12-21 09:48:21
 
比較困難(?д?; )
桂林三鑫
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本網技工
  • 2018-9-25 10:19:08
 
Au9670智能整流器,不用VCC繞組,不用Mos,沒有外圍器件,工作模式CCM,DCM,CRM,支持到120W 原廠網址www.ausemi.com

Au9670.PDF

1.61 MB, 下載次數: 32, 下載積分: 財富 -2

寶樂
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本網技師
  • 2018-12-5 09:09:16
 
一直想學環路設計,認真聽課
boy59
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總工程師
  • 2018-12-5 22:02:46
 
加油!環路補償很容易 http://www.gljgx.tw/thread-298100-1-1.html
nivans
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高級工程師
  • 2019-2-14 19:01:35
 


不可能不需要知道被控制對象的小信號傳遞函數。PID控制器和我們平時開關電源的型II,型III補償器設計的時候同樣要考慮被控制對象的數學模型。否則,你沒法設定采樣頻率,也不可能得到正確的離散控制器。
boy59
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總工程師
  • 2019-2-15 09:31:51
 
采樣頻率和被控對象的數學模型有什么必然的聯系?PID中的參數因相互獨立容易實現“盲調”,比如工程上不容易建模,被控對象又不復雜的,經常會采用如下口訣
參數整定找最佳,從大到小順序查
先是比例后積分,最后再把微分加
曲線振蕩很頻繁,比例度盤要放大
曲線漂浮繞大灣,比例度盤往小扳
曲線偏離回復慢,積分時間往下降
曲線波動周期長,積分時間再加長
曲線振蕩頻率快,先把微分降下來
動差大來波動慢。微分時間應加長
理想曲線兩個波,前高后低4比1
一看二調多分析,調節質量不會低
cyx7610
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總工程師
  • 2019-3-12 08:03:27
 
這個總結的不錯,讀起來很上口。
cqs1975
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初級工程師
  • 2019-6-13 11:07:57
 
口訣不錯
nivans
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高級工程師
  • 2019-6-14 22:04:44
 
看錯了,看到數控還以為是直接離散化被控制對象。直接離散化被控制對象,需要知道采樣頻率。平均模型在開關頻率一半以前還是很準確的。
demaxixi
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助理工程師
  • 2018-5-11 16:54:42
 
前排小板凳坐等
boy59
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總工程師
  • 2018-5-12 16:16:23
 
                                 
                    圖1-1-1 單極點1—RC低通濾波器
單極點的特性如圖1-1-1所示可用一個RC低通濾波器來表述。隨著輸入信號頻率的增加輸出的電壓幅值不斷下降相位逐漸逼近-90度(相位滯后)。
符合這一特性的還有LR低通濾波器,見下圖:
                              
                   圖1-1-2 單極點2—LR低通濾波器
從兩張圖可以看出極點的特性是使信號幅值發生衰減這對系統穩定有益,不過相位滯后不利于系統穩定。從bode圖上看極點就是使增益曲線發生順時針旋轉的拐點,從公式上看就是能使分母等于零從而得到一個極大值(后面提到的原極點會比較明顯)。

boy59
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  • 2018-5-12 17:02:31
 
如果將圖1-1-1和圖1-1-2串聯起來使用對幅值的衰減能力更強,其幅頻特性和相頻特性曲線如下:
                                圖1-1-3 串聯雙極點
圖1-1-3中紅色曲線為單極點藍線虛線為兩個單極點串聯,串聯后幅頻曲線由斜率-1變為了斜率-2,相位由-90度滯后為-180度,這就是雙極點的特性。
  一般電路中的雙極點是由LC電路產生的,理想的不帶寄生電阻的LC雙極點圖如下:
                               圖1-1-4 LC雙極點

boy59
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  • 2018-5-13 10:44:24
 
在圖1-1-1中如果電容取無窮大(或RC無窮大)其極點頻率fp=1/(2πRC)將無限接近于零,變成了過零點的極點——零極點(或稱原極點)。這時RC電路無限接近于積分電路,在實際補償環路中一般就是用積分電路來實現的零極點。
                                     圖1-1-5 零極點
從公式上看當頻率f=0時分母等于零傳遞函數的增益無窮大,所以零極點可以用來提升靜態增益(零頻增益)。在補償環路中零極點一般是必須和首先增加的環節。

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總工程師
  • 2018-5-13 12:10:20
 
零點的特性剛好跟極點相反,對信號的幅值進行放大同時相位產生+90度偏移(相位超前),前者不利于系統穩定后者有益于系統穩定。由于要對信號進行放大所以單零點電路要借助于運放來搭建。
                                圖1-2-1 單零點
如圖1-2-1從bode圖上看零點就是增益曲線發生逆時針旋轉的拐點,從公式上看零點在分子上可以使方程得到零值。
   圖1-2-1中的電路兩個串聯就構成了雙零點電路,幅頻特性和相頻特性曲線如下:
                                 圖1-2-2 雙零點

boy59
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總工程師
  • 2018-5-13 12:29:06
 
如果將圖1-1-1的單零點和圖1-2-1的單極點串聯起來使用結果會如何?
                                   圖1-2-3 零點、極點重合
圖1-2-3顯示當零、極點重合后輸出信號和輸入信號一致不發生任何改變。從這里可以得出一個結論:極點可用零點來補償零點可用極點來補償,雙極點可用雙零點來補償。

z443233785
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  • 2018-5-14 15:31:21
 
請教樓主,實際應用和上述例子理論結合會是怎么樣子呢?能結合實際講講環路控制技術嗎,那樣比較通俗易懂,還請原諒我是小學文化
boy59
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總工程師
  • 2018-5-15 08:46:35
 
敢以小學生自居的一般都是高手······ 接下來就準備結合實際來分析了,不知道能不能講的通俗易懂,反正高大上的講不出來。
gaohq
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  • 2018-5-15 12:03:28
 
期待 ing
chimexia
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初級工程師
  • 2018-9-30 21:01:09
 
大師這里是不是寫反了?圖1-1-1應該是極點,圖1-2-1是零點吧。
boy59
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總工程師
  • 2018-10-4 08:03:50
 
好像圖1-1-1就是極點,圖1-2-1就是零點,兄臺應該是看走眼了,比如把我都看成大師了?
ckj_ck
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副總工程師
  • 2019-1-13 22:11:01
 
這個必須的s就表征著I型系統,想要跟蹤階躍輸入(無位置誤差的跟蹤),I型系統必須的。
lhhy
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高級工程師
  • 2019-11-22 13:32:42
 
實例中最好把實際參數標識出來,方便大家論證理解。
zenghua_yu
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高級工程師
  • 2019-7-24 21:17:45
 
RC隨著頻率的增大,相位接近-90deg(滯后90deg),那LR應該相反,是(超前90deg)吧?
boy59
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總工程師
  • 2019-7-24 23:24:24
 
搭個電路用時域波形驗證一下

RC電路和LR電路設置為相同的極點頻率,結果是兩路輸出波形重合。
zenghua_yu
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高級工程師
  • 2019-7-26 21:20:30
 
無法理解,理論上電感、電容,一前以后才對吧
lhhy
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高級工程師
  • 2019-11-22 14:32:46
 
一階慣性環節,搭個網絡看一下,
zenghua_yu
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高級工程師
  • 2019-7-27 20:21:07
 
無法理解,電感、電容,一前以后才對。
boy59
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總工程師
  • 2019-7-27 21:42:41
 
一般所提到的RC、RL是這個規律,不過這里的是LR位置互換,所以特性不一樣了。
lhhy
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高級工程師
  • 2019-11-22 14:33:50
 
微積分的問題
lhhy
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高級工程師
  • 2019-11-22 14:40:07
  • 倒數10
 
不要應該,寫個傳函看一下就知道了’
lhhy
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高級工程師
  • 2019-11-22 13:28:50
 
是分母=0還是=0.707?
周旭權
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  • 2018-5-14 12:04:59
 
占位聽課
greendot
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總工程師
  • 2018-5-15 14:54:16
 
都是左平面的極點零點,那RHPZ呢?
boy59
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  • 2018-5-15 15:42:43
 
                                       
                                       圖1-2-4右半平面零點
取-s(f)可以得到右半平面零點,單級(一階)右半平面極點好像不存在,在資料中只看到了二階右半平面極點。
greendot
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總工程師
  • 2018-5-15 16:03:51
 
有這些RHPP,系統恐怕不穩定了。
boy59
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  • 2018-5-15 16:15:16
 
惹不起就躲著他們點
chhp25
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高級工程師
  • 2018-9-3 22:59:20
 
如果上面這些RC,LR, LC搭配運放產生的一階或者二階電路,由于L,C的頻率特性產生這種左半平面零點。那么右半平面零點/極點是怎么產生的?是由什么樣的電路產生的?對應的傳遞函數或者幅頻特性是怎么樣的?
boy59
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總工程師
  • 2018-9-4 08:48:08
 
120~122樓有右半平面的零極點電路、公式及bode圖。
cyx7610
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總工程師
  • 2019-1-14 23:49:36
 
幅頻特性是怎么樣的?
boy59
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  • 2018-5-15 16:11:49
 
在補償之前首先要知道被控對象的特性,先從下面的電壓模式Buck電路開始分析(實際電路可參考環路分析儀或其它方法獲得、校正曲線)。
                                                              圖2-1 Buck小信號模型

boy59
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  • 2018-5-15 16:49:24
 
如圖2-1先將輸入電壓平均化得到Vin*D作為后面的LC電路的輸入電壓,這時電路就可以當成線性電路來分析了(前提是小信號),其中的Vosc是芯片中的鋸齒波峰值Vosc=1.25V。這樣就得到了功率級傳遞函數及bode圖:
                             圖2-2 buck功率級傳遞函數及bode
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  • 2018-5-16 17:11:53
 
圖2-2顯示此電路的穿越頻率為7Khz相位余量69度,從輸出到控制端直接接一個增益為1的負反饋電路即可穩定工作,下面就是按圖2-1中的參數接增益為1的負反饋做的閉環仿真(ESR=0.149)。
                              圖2-3-1 輕、滿載輸出電壓
從仿真結果看輸出電壓離設定目標12V相差較大,電路并不理想(偏差公式△V=Vin/(1+ Gainh(0))≈1.2V)。根據圖1-1-5原理增加一個原點極點可以增大靜態增益(頻率fs=0),所以反饋環路中一般都會有一個積分環節。
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  • 2018-5-16 17:14:43
 
增加原點極點會帶來-90度的相移導致雙極點處的相移超出-180度,有兩種解決措施:
1、將穿越頻率設置在低頻段避開雙極點。
2、在雙極點處增加一個零點抵消原極點的影響。
                                        圖2-3-2 原極點補償
圖2-3-2是措施1的結果,由于要避開電路的雙極點所以靜態增益增加有限而且穿越頻率比較低,在開關電源中單一積分補償很少采用。
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  • 2018-5-17 10:24:36
 
當采用措施2增加一個零點后可抵消雙極點的影響使靜態增益大幅提升,結果見下圖:
                                圖2-3-3-1原極點+零點補償
此參數下的仿真電路及結果如下:
                          圖2-3-3-2  原極點+零點補償仿真電路及結果
從仿真結果看高的靜態增益可使輸出電壓更接近目標值(如改善負載調整率)。
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  • 2018-5-17 10:45:59
 
一般穿越頻率之后會增加一個極點用來加強高頻衰減,同時可以用來調節相位余量:
                    
                                 圖2-3-4 原極點+零點+極點補償
上圖補償波形包含一個原極點一對零、極點屬于二型補償在開關電源中用的比較廣。
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  • 2018-5-17 10:49:01
 

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  • 2018-5-17 11:37:25
 

斜率是由原極點決定的,在雙極點之前功率級電路的線是平的(關系就如圖中是加的關系),零、極點主要是對后面(往高頻方向)產生影響。
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  • 2018-5-17 12:42:44
 

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  • 2018-5-17 13:44:39
 
圖中沒有原極點,有兩個雙重極點和一個零點。原極點與極點的區別就是有沒有過原點(相位上原極點直接-90度,極點逐漸-90度),或者說把極點無限左移就變成了原極點。
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  • 2018-5-17 13:41:11
 
假設功率電路的輸出用的是小ESR的電容,其傳遞函數bode圖如下:
                              
                                   圖2-4-1 小ESR的功率級bode
小ESR所形成的零點1/(2*π*ESR*Co)位于高頻處遠離雙極點,其對雙極點的補償有限(甚至一點補償作用都沒有),這個時候就要在雙極點附近增加兩個零點補償,如果再增加兩個極點一個用來抵消ESR零點的影響一個用來加強高頻衰減,此時的補償后曲線(總開環曲線)可與之前的二型補償結果相近。
                                         圖2-4-2 大、小ESR的兩種補償效果
綜上輸出電容ESR較大的可用一個原極點+一對零、極點補償,輸出電容ESR小的需一個原極點+兩對零、極點補償。

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  • 2018-5-17 13:48:19
 
根據待補償電路的特性原則上可以隨意增加零、極點個數(零、極點越多越靈活),但從經濟實用的角度考慮希望只用一個運放匹配電阻、電容就能實現補償,這類電路有很多比較常見的有如下三種:
                              
                                            圖2-5 三種補償器
TypeⅠ有一個原極點,TypeⅡ在TypeⅠ的基礎上又增加了一個零點和一個極點, TypeⅢ在TypeⅡ的基礎上又增加了一個零點和一個極點。

hjw566
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  • 2018-5-20 15:19:32
 
極點處的相移是-45度,極點10倍頻率處的相移是-90度,極點處增益下降3dB
資料上看到的
我有個比較菜的問題,為什么說極點和零點在左平面上,系統是穩定的呢?一直
沒有搞清楚這個
boy59
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  • 2018-5-21 09:11:27
 

資料中的說法可以看上圖,極點-3db相移-45度,后面的說法有待探討10倍頻的時候相移接近-90度,100倍頻或者1000倍頻時的相移才更接近-90度。
左半平面的零、極點可以互補通過合理的布置可以使系統穩定,右半平面的零、極點認為是不可補償的。
eckh23333
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  • 2018-8-28 14:18:33
 
這是自動控制的勞斯判據,求解閉環特征方程
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  • 2018-8-28 15:16:55
 
對,說的是閉環極點。
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  • 2018-8-29 10:04:56
 

上圖是以前對S域的理解,左半實軸為電阻可以使信號衰減收斂,右半實軸為電源會使信號增強發散,虛軸分別為電容、電感儲能元件。
對bode圖進行坐標變換將幅值、相角統一起來放入上面的“S域”中得到下面的結果


greendot
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  • 2018-8-29 11:45:52
 
嗯,第一幅圖,電池改為負電阻成不?角度=0 為什么不是在正實軸?
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  • 2018-8-29 12:37:04
 
用負電阻表示也成,用電池表示是不是更通俗一些?

或許應該把電容、電感互換位置如上圖?針對開關電源這種LC結構拓撲零頻剛好從負虛軸開始的,隨著頻率的升高曲線做順時針旋轉。
比如下圖的LC電路其bode圖與S域圖。

greendot
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  • 2018-8-29 16:23:27
 
右圖是Polar plot 而不是您說的 S-Plane plot,是不是把兩者搞混了?
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  • 2018-8-29 18:56:44
 
Polar plot 一般習慣0度的位置是在正實軸,如Mathcad例子:

當然您也可以另辟蹊徑,另定義。
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  • 2018-8-29 20:32:09
 
Polar plot以前沒用過,上面右圖的繪制方法確實是跟Polar plot一樣

將Polar plot圖順時針旋轉九十度就可以嵌入“S域”模型中了,這個所謂的“S域”模型是當初理解S域用的也不知道合理不?
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  • 2018-8-29 22:00:31
 
可以的,其實形狀一樣,解讀不同而已。

還是不明白您說這個: “開關電源這種LC結構拓撲零頻剛好從負虛軸開始的”  。

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  • 2018-8-30 12:52:37
 
坐標似乎是相差90度的關系,比如下圖的都將函數前做乘-j處理:

至于為什么還沒想明白······
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  • 2018-8-30 17:28:24
 
本來是通用的嘛,電子,機械,化學,氣動 .... ,為什么電源時要轉90度。
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  • 2018-8-31 11:36:58
 
極坐標旋轉90度后0~-180度就跟左半平面重合了,對個人而言就是看著習慣,好像沒什么依據……

上圖是反激電路極坐標和bode圖的對比,極坐標只有一根曲線包含了相位和幅值信息看著直觀些。
當初在思考如何設置零、極點時想到的極坐標,現在有了帖中的方法只需bode圖就可以求解了。(貼中的求解方法似乎還缺個名字)
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  • 2018-8-31 13:33:05
 
自己習慣可以了,但仍然看不出轉90度后,跟左平面重合有什么物理意義。
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  • 2018-8-31 17:12:16
 
穿越頻率前不允許存在右半平面零、極點,將極坐標旋轉90度后可以定義穿越頻率前不允許極坐標曲線出現在右半平面。

比如上圖的buck電路其極坐標曲線通過右半平面過穿越頻率這樣的環路是震蕩的。
實際應該是沒有物理意義的,一個范圍是0~-180(可自定義起點),一個是半平面,二者的范圍一樣。
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  • 2018-9-1 13:08:52
 
意思是像下圖,系統是不穩定的 ? 但它卻是穩定的。



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  • 2018-9-1 14:08:46
 
您這圖屬于條件穩定,曲線經過右半平面后又回到了左半平面,關鍵是看曲線過穿越頻率時是左半平面還是右半平面。
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  • 2018-9-1 14:18:10
 
比如下面這樣的條件穩定:

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  • 2018-9-3 16:07:19
 
162樓的,我不會界定它是 Conditionally Stable (CS)。
如果Loop Gain 是 Type 3 的,低頻一定會從您的RHP開始的,難道Type 3 一定是 Unstable或 CS ?
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  • 2018-9-3 16:50:55
 
您可能忽略了要順時針旋轉90度(乘以-j)這個前提,在常見的這些傳遞函數中相位基本都是從零或者小于零開始的,旋轉90后后起點一定都是從左半平面開始的。

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  • 2018-9-3 17:50:22
 
常見的也許是,不常見的,試試這個 G(s) = (10s2+s+1)/s3,隨意寫的。
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  • 2018-9-3 20:31:58
 
這個公式如果沒寫錯的話旋轉90度是下面這樣的極坐標圖,

限于水平當初只是考慮了最小相位系統下的情況,如果是復雜情況比如多個穿越頻率的還沒有考慮過……
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  • 2018-9-3 21:08:17
 
它有一個Gain和一個Phase Crossover,是stable的。(我的 Upper Half Plane 是您的 RHP)




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  • 2018-9-3 22:34:30
 
我的175樓的公式有誤,s應該用j*2*π*f來替換。您那個函數變量里可以做乘法運算(G(j*2*π*f))我嘗試了一下沒能成功(提示:a name is required here),在以往的計算中我是直接用的G(f)沒有做處理,如下:

從上圖看系統是穩定的,在穿越頻率前有一段相位低于-180度這應該屬于條件穩定吧?
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  • 2018-9-4 15:50:18
 
我只會說在Phase Crossover (-180度) 處有個負Gain Margin -20dB。若說是CS,那條件是什么? 條件是增益不能下降20dB , 否則兩個Crossover重合導致不穩?反觀如果GainMargin是正的,譬如10dB,一般不會說是CS,但其實也有個增益不能上升10dB的條件,這樣說來,以小信號觀點,20dB的負GM,比10dB的正GM的,來得更穩定。

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  • 2018-9-4 19:44:39
 
以小信號的觀點條件穩定是穩定的,條件穩定要在大信號條件下才能體現出來。引用Lloyd Dixon先生的一段話:
“開關電源里很多嚴重的問題并不會反映在頻域模型里,或者是平均化的時域模型里,除非這些問題是提前預知的并呈現在模型當中。在時域下用開關模型來進行仿真,雖然速度慢,但能揭示那些可能在頻域中會被隱藏的問題?!?br /> 出在《開關變換器環路設計指南》一書P10頁,其中在P93頁有條件穩定下的實測波形,

圖中的震蕩頻率不等于穿越頻率而是條件穩定位置的頻率,第111樓的仿真結果也與此結論相同。
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  • 2018-9-5 18:50:48
 
大信號是個問題,通常CS就是講這個理由。如果電路里有Non-linearity,用Describing Function 也能幫上忙,大概算出大信號下的G(s)。
原來那本指南,是網友 Eric Wen 翻譯的。
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  • 2018-9-6 08:34:22
 
原來是eric.wentx版翻譯的,有眼不識大牛。
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  • 2018-9-6 11:00:04
 
看您109,110樓的仿真,分別不同的結果,實在跟Gain Curve 下的面積有關(雖然是同Bandwidth,同PM), 跟CS關系不大。
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  • 2018-9-6 13:18:45
 
您說跟Gain Curve下的面積有關,因為都是同Bandwidth所以也可以說是跟增益有關。
圖中條件穩定越嚴重的對應的增益也越高,在高增益下電路更易飽和從而誘發大信號或者大信號持續的時間更久,個人的觀點。
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  • 2018-9-6 18:56:58
 
對呀,主要是增益的分別,我說和CS關系不大,是指就算沒有負GM,只要增益有別,結果就有別。
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  • 2018-9-7 07:40:04
 
Bandwidth同PM條件下,剛好條件穩定越嚴重增益越大,不好區分了。如果保持CS處的增益相同,Bandwidth相同,PM不同,不知道結果會是怎樣?
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  • 2018-9-7 09:47:58
 
按上述想法繪制的bode圖如下:

上圖設置雙極點處(1Khz左右)的增益同為50dB,左圖穿越頻率處相位余量74°(存在條件穩定),右圖穿越頻率處相位余量19°,穿越頻率同為20kHz。
在此bode圖參數下的啟動波動對比如下:

左圖是存在條件穩定的情況,從這個仿真結果可否證明大信號情況下條件穩定對動態特性不利?
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  • 2018-9-7 15:49:44
 
最好再仿下 Step Load 的情形,這兩個的PM有點懸殊。能否把CS那個略改成不是CS,即Phase接近但不超過-180度。
再看輸出電壓圖PWM飽和情況,CS那個,Vo低于或高于12V時,PWM分別上飽和下飽和,這個好理解,但不是CS那個,Vo上升到8V時,PWM突由上飽和轉為下飽和,一直到Overshoot后回落到13.5V時,PWM就跳出飽和。如何解釋這個現象?理論上如果PWM飽和,Compensator已失去作用,剩下的只有功率拓撲本身,那么這時還有沒有CS不CS之分呢?原本的GM/PM 還有無意義呢 ?
boy59
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總工程師
  • 2018-9-7 20:04:55
 
把兩種情況下的波形放到一起進行對比并同時加入電流波形,

可能由于電流的轉折時刻不同從而引起動態效果的不同。下面是負載動態波形,

上面這個應當屬于小信號范疇了(前一小段大概屬于大信號),相位余量和增益都符合bode圖的規律。
另附上Saber仿真 文件,包含上述兩組參數 buck_type3.rar (7.09 KB, 下載次數: 22)
boy59
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  • 2018-9-7 21:04:39
 

上圖條件穩定和非條件穩定接近臨界狀態的波形對比,從非條件穩定到條件穩定動態波形沒有突變,說明沒有發生質的變化或者說沒有條件穩定和非條件穩定之分?
可否可以得出這樣一個結論:在穿越頻率前的相位如果接近或者超過-180度,大信號條件下的動態特性不佳。
greendot
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  • 2018-9-7 21:52:40
 
謝謝boy兄的仿真data,消化一下先。
boy59
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  • 2018-9-8 23:45:52
 
根據這個仿真結果估計是有可能把啟動過程描述出來,近似的可分為三個過程:
第一步、剛上電時電感電流上升、輸出電壓上升;
第二步、當輸出電壓升高到一定值后,補償器的輸出電壓Vcont會從最大跳變至最小,此時PWM信號關閉為電流轉折時刻;
第三步、電感電流由上升變為下降直至到零(或與Vcont電壓有關)、輸出電壓繼續升高再下降;
三個步驟對應的波形如下:
第一個步驟的波形之前有實現過,后兩個步驟可能需要微積分方程(水平有限解不出來)。附上第一步的計算過程:
(圖中圓點是取自Saber仿真結果)

greendot
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總工程師
  • 2018-9-9 19:27:35
 
這個啟動過程中,其實還包括補償器自己的啟動過程,上面4組補償器,PM分別為19,30,45,74度的,它們的啟動Transient 是不同的,這影響了PWM的飽和時間和反轉時刻,繼而使IL和Vo的Transient各自不同。補償器的Transient自然和它的幾個RC有關,亦可以說和它的零極點有關,從仿真中,看似PM越大的,Transient越差。
至于CS的問題,因為CS只有在閉環下才有意義,啟動中PWM飽和,開環了就沒關系了。
boy59
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  • 2018-9-10 10:46:34
 
從穿越頻率處的PM看,PM越大的Transient越差,如果從CS處(雙極點處)的PM(cs)看,PM(cs)越小的Transient越差。
剛啟動的時候補償器也是工作于“非正?!睜顟B,利用運放的虛短、虛斷特性應該是可以分析出來的。

如上圖剛啟動時的運放輸入負端Vref_,只在區域2時Vref_=Vref+=1.25V運放才正常工作,不過整個過程估計是可以按如下分析:

區域1、Vcont=5V,Vref為變量,Uo根據194樓的計算公式可視為已知量。
區域2、Vcont為變量,Vref=1.25V ,Uo為已知量(同上)。
區域3、Vcont=0V,Vref為變量,Uo為已知量(按194樓“電流下降”電路求解,初值由前兩個區域得到)。
greendot
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  • 2018-9-10 12:14:12
 
過程不復雜,量化計算可麻煩了。
lhj1990
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助理工程師
  • 2019-10-10 11:24:32
 
這個是什么圖?
greendot
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  • 2019-10-10 13:23:05
 
Polar plot is a plot, which can be drawn between the magnitude and the phase angle of  G(jω) by varying ω from zero to ∞ .
lhhy
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  • 2019-11-22 16:37:44
  • 倒數6
 
這個是哪本教材講到的,以前學自動控制沒有看到呢
boy59
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  • 2019-11-24 20:17:34
  • 倒數5
 
書上不一定有,樓主瞎琢磨的。
saber1990
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  • 2019-8-17 09:28:51
 
這里輸出分壓都沒有?直接送到比較端?
boy59
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  • 2019-8-19 09:33:46
 
輸出分壓已經隱含在公式里了。
lhhy
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  • 2019-11-22 16:05:01
  • 倒數7
 
這個增益為1怎么體現出來的? 只看懂了負反饋,大神?
boy59
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總工程師
  • 2019-11-24 20:21:50
  • 倒數4
 
這里只是體現增益為1時輸出電壓和參考電壓之間的偏差大,158樓有增益為1時的具體計算過程。
lhhy
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  • 2019-11-22 15:32:05
  • 倒數9
 
這個有省略掉東西,就是負載R0》ESR  所以就變成樓主那樣了吧

傳函.png (61.45 KB, 下載次數: 0)

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  • 2019-11-22 15:41:13
  • 倒數8
 
這個傳函應該是真實的傳函吧,只是R0>>ESR 才是樓主的傳函

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傳函.png
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  • 2019-11-24 20:35:43
  • 倒數3
 
不近似的話是下面這樣的:

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  • 2019-11-26 10:08:00
  • 倒數2
 
是的,那兩個因子被我提出去了。大神還在啊,不錯!
lhhy
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最新回復
  • 2019-11-26 10:25:50
  • 倒數1
 
這個傳函其實就是輸出電壓Vo/控制電壓Vcont, 功率級傳函
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  • 2018-5-17 11:18:35
 
想法不錯  支持
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  • 2018-5-18 11:16:19
 
                              
                                    
                                  圖3-1-1 斜率-1、-2定義
上圖中將-20db/10倍頻定義為斜率-1,-40db/10倍頻定義為斜率-2,可知單極點斜率-1、雙極點斜率-2、單零點斜率+1,雙零點斜率+2。

boy59
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  • 2018-5-18 11:19:22
 
如果以斜率-2過穿越頻率點意味著此處接近雙極點特性相位余量會較小,見下圖:
                              
                             圖3-1-2 不同斜率對應的相位余量
在圖3-1-2中可以通過改變增益系數來任意改變穿越頻率的位置,而不影響相位(如圖中改變后的虛線)。圖中區域1和區域3的斜率都是-2相位余量都比較小,區域2的斜率為-1相位余量較大,如果選穿越頻率的位置則區域2斜率-1這一段比較合適。

boy59
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總工程師
  • 2018-5-18 11:23:08
 
也有例外的情況,比如將圖中零點左移使其靠近雙極點則區域1斜率-2也可以選擇:
                              
                               圖3-1-3 不同斜率對應的相位余量2
見圖中區域1斜率-2的這一段相位余量充足,將穿越頻率設置于此處也是可行的。

如煙隨風
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  • 2018-5-19 11:51:33
 
樓主您好,一般做環路控制的時候就是pi控制就行了,那么只有一個原極點和一個零點,當esr產生的零點在雙極點外,跟據pi就不好補償啊,那為什么一般環路控制都是用pi就行了呢

boy59
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  • 2018-5-21 08:54:32
 
電流模式或者斷續模式的電路一般沒有雙極點所以比較容易補償。
boy59
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  • 2018-5-24 07:13:54
 
根據奈奎斯特采樣定律穿越頻率要小于1/2開關頻率,假設電路的開關頻率100KHz將穿越頻率設置為62KHz結果如下:
                                  圖3-2-1穿越頻率62KHz相位余量22
                            圖3-2-2 穿越頻率大于1/2開關頻率的電流、電壓波形
如圖3-2-2電流波形出現了大小波,輸出電壓還算 “穩定”。

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  • 2018-5-25 11:44:50
 
保持穿越頻率62Khz不變將相位余量提升至35度結果如下:
                              
                               圖3-2-3 穿越頻率62Khz相位余量35
從圖中看當相位余量提升至35度負載變化引起一小段“大小波”后輸出趨于穩定。
保持穿越頻率不變將相位余量提升至45度的結果如下:
                                圖3-2-4 穿越頻率62Khz相位余量45
從上圖看當相位余量大于45度后電路是穩定的似乎不受采樣定律限制。

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  • 2018-5-25 13:47:51
 
對比下面的20KHz穿越頻率和100KHz穿越頻率時電路中的PWM發生電路波形:
                           
                                   圖3-2-5 PWM發生電路波形
如圖3-2-5(b)中的Vcont信號由于穿越頻率取的較大明顯受到了開關噪聲的影響,即便如此輸出依然是穩定的而且也沒有出現“大小波”的情況(相位余量取40度)。
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  • 2018-5-25 15:09:40
 
穿越頻率認為是電路最終“穩定”的點包括震蕩電路,一般可以通過震蕩或者欠阻尼震蕩來推測穿越頻率。以上面的Buck電路為例將穿越頻率設置為20KHz,相位余量分別取0度、10度、20度、30度、45度,得到的波形如下:
                              
                                  圖3-3-1 相位余量0度時的震蕩波形
圖3-3-1當穿越頻率處(20KHz)的相位余量為零時電路發生了震蕩,震蕩周期50uS 頻率20KHz與穿越頻率相同。

boy59
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  • 2018-5-25 15:14:35
 
相位余量為10度時的波形如下:
                              
                                          圖3-3-2 相位余量10
去掉第一個震蕩波后余下的阻尼震蕩周期為50uS左右與穿越頻率相同,圖中10度的相位余量對應5~6個阻尼周期。

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  • 2018-5-25 15:15:53
 
相位余量為20度時的波形如下:
                              
                                             圖3-3-3 相位余量20
去掉第一個震蕩波后余下的阻尼震蕩周期為50uS左右與穿越頻率相同,圖中20度的相位余量對應3~4個的阻尼周期。

boy59
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  • 2018-5-25 15:17:47
 
相位余量為30度時的波形如下:
                                                     圖3-3-4 相位余量30
阻尼震蕩周期仍然為50uS左右與穿越頻率相同,圖中30度的相位余量對應1~2個阻尼周期。
boy59
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  • 2018-5-25 15:23:36
 
相位余量為45度時的波形如下:
                                    圖3-3-5 相位余量45
有資料說45度為臨界阻尼狀態。
根據上面Buck電路的仿真結果似乎有這么一個規律:相位余量X震蕩次數≈60。
hjw566
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高級工程師
  • 2018-5-26 12:49:09
 
這個是BUCK電路的2型補償,為什么把極點設置成 0.5 Fsw 呢?

typeii compsention2.jpg (56.14 KB, 下載次數: 273)

typeii compsention2.jpg
boy59
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  • 2018-5-27 10:03:22
 
零、極點的設置非常的靈活有資料會選一些特殊的點來作為選取參考比如0.5Fsw、Fsw、10Fsw等等,但按這種方法得到的穿越頻率和相位余量是“不可控的”如果不在合理范圍還需重新調整。所以在一樓提出一種想法就是預先設定穿越頻率、相位余量和靜態增益然后反算零、極點的位置再計算出所需的補償電阻、電容值。
hjw566
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  • 2018-5-27 13:09:57
 
二型補償的增益怎么確定?還有你上面的BODE圖是用什么軟件做的呢?
westbrook
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  • 2018-5-27 13:19:02
 
你說的是直流增益么?
hjw566
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高級工程師
  • 2018-5-27 14:10:52
 
不是直流增益,是放大器的中頻段,也就是補償的極點到零點的那段平坦的那段增益怎么確定?
我知道反饋電阻R1 一般取 1--5K ,   R2 = G ( f )* R1 ,  G( f ) ?
在零點這段,是頻率函數的G( f )實際上是個恒定的
westbrook
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副總工程師
  • 2018-5-28 09:02:06
 
平坦的增益主要看你的穿越頻率和相位余量的關系。還有上面的bode圖是用Mathcad畫的。
boy59
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總工程師
  • 2018-5-28 09:06:57
 
用Mathcad軟件繪制的。
以圖2-2為例功率級穿越頻率為7kHz,如果想讓補償后的穿越頻率達到20kHz可使“中頻增益”取R2/R1≈3,不過受后面極點的影響實際取值要比3大一些。
hjw566
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  • 2018-5-28 15:30:36
 
你這個圖上是很好理解,20KHZ提升10dB, 但在反激電源中,輸出送電壓環路的TL431比較,如果是65KHZ的開關頻率,
1/5的穿越頻率就是13KHZ, 這個時候13KHZ的頻率處的增益在補償前是多少就不好計算了
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  • 2018-5-28 18:38:49
 
還以圖2-2為例預設穿越頻率20kHz,此處的功率級電路增益-9.876dB(0.321)

要實現穿越頻率20kHz此處就要補償+9.876dB(3倍左右),上圖虛線是增加3倍后的效果。
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  • 2018-5-29 11:44:01
 
圖2-2中,fp2 雙極點,-40dB/ decate fesr 零點 以下,就是 -20dB/ decate
7KHZ 到 20KHZ都是 -20dB/ decate

20 lg ( 7/ 20) = - 9.12dB

是這樣計算的吧


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  • 2018-5-29 11:51:57
 
《環球電源講義》中是這樣算的,如果不是以-1斜率過穿越頻率時就不準了(雖然大多數時候都是-1斜率)。
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  • 2018-5-31 16:24:14
 
BUCK電路的補償,很多資料都是以這個拓撲,不知什么原因

能否以一個反激電源的電壓控制環路的具體例子做一個說明?
比喻電壓環路的TL431的補償,這個通常是2型補償,這樣就

更容易理解些



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  • 2018-5-31 22:59:37
 
反激電壓控制的一般要用3型補償,列舉一個反激電流模式的2型補償吧。

這是電流型反激的bode圖,包含一個5.3kHz的零點,一個33kHz的右平面零點和一個33Hz的極點,欲設計穿越頻率為8kHz。
由于受5.3kHz零點的影響8kHz處的斜率不是-1,如果在5.3kHz處加一個極點就可以抵消此處零點的影響如下圖:

如上圖8kHz處的斜率為-1,所以補償電路設置一個5.3kHz極點后依然可以延用之前的方法來求R2的阻值。
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  • 2018-6-1 09:00:50
 
是不是還要減一個直流增益?
我上面有個BUCK的圖,上面系統
總的增益等于控制器增益+濾波輸出增益
+環路補償增益
我看到昂寶的有個規格書上是減去一個直流增益
這一塊我也很迷糊的

開關電源環路設計與計算.pdf

768.93 KB, 下載次數: 370, 下載積分: 財富 -2

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  • 2018-6-4 22:55:25
 
按資料中的計算是要減去GDC,如果只是求R2/R1就不需要了。
ckj_ck
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  • 2019-9-26 20:14:06
 
Flyback Voltage Mode, CCM才需typeIII,若DCM,I有時就夠了,最多II
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  • 2018-6-1 09:04:13
 
雙極點-2再加個一個零點拐下,就是-1
ckj_ck
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  • 2019-1-13 00:23:27
 
贊,很棒的仿真實驗,如果再把Vcont的波形同時貼出來就更好了。
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  • 2018-5-28 19:05:01
 
決定電路動態特性最重要的應該是穿越頻率,相位余量相輔。比如有兩個電路他們的相位余量都相同負載突變時都需3個震蕩周期,如果其中一個的穿越頻率是10kHz另一個是100kHz,則他們達到穩態所需要的時間分別是300uS和30uS。

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  • 2018-5-28 19:07:19
 
書上或者資料中經常會提到典型二階系統,如果令Buck功率級電路的輸出容ESR=0則開環Buck電路可視為典型二階系統,下面就準備對比阻尼系數和相位余量的關系。
(buck二階系統)
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  • 2018-5-28 21:12:49
 
首先將階躍函數1/s作用于Buck電路用來模擬剛上電時的狀態,其次求Laplace逆變換將方程轉換成時域方程,最后取不同的阻尼系數ζ并同Saber仿真對比:
                           圖3-4-1 Saber同Mathcad啟動波形對比
從圖中看Saber仿真和Mathcad計算結果一致。
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  • 2018-5-28 22:25:58
 
二階系統前面的系數Vin/Vosc只影響幅值對震蕩周期沒有影響,比如取Vin/Vosc=1仿真和計算結果如下:
                              圖3-4-2 增益系數為1的仿真、計算對比
但改變Vin/Vosc會影響穿越頻率間接的會影響到相位余量,見下圖:
                              圖3-4-3 不同增益時的bode
如上圖增益為24時穿越頻率4.389kHz增益為1時穿越頻率100Hz,對應的相位余量分別為167度和23度。從這里看阻尼系數和相位余量似乎沒有關系,或者說阻尼系數是針對開環而相位余量是針對閉環?

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  • 2018-5-29 10:28:41
 
仍然將圖2-1的Buck電路從輸出到控制端接增益為1的負反饋形成閉環控制,不同相位余量時的啟動波形如下:
                 圖3-4-4 不同相位余量的閉環啟動波形
圖中顯示閉環控制時45度相位余量的過沖和動態響應最適中,60度相位余量時更接近臨界阻尼模式,這個60度和之前的規律相位余量*震蕩次數=60不謀而合。(不確定計算上是否存在錯誤)
boy59
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  • 2018-5-29 11:39:13
 
是否有公式可以將上述閉環啟動波形描述出來?這個啟動波形可以分為兩部分見下圖:
                       圖3-4-5 啟動波形構成
如圖3-4-5剛上電時電路為“開環狀態”當輸出電壓超過12V后環路介入,過沖的部分又處于“開環狀態”,之后進入穩定的環路控制。開環部分的波形可由之前的二階系統方程描述:
           圖3-4-6 開環的二階系統與閉環控制啟動對比
從圖3-4-6是否可以得出這樣一個結論:分析大信號時其波形由電路的開環(功率級)特性決定。(如何去描述閉環的時域方程?)

saber1990
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  • 2019-8-18 18:37:23
 
saber 仿真中怎么設置的穿越頻率??
boy59
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  • 2019-8-19 09:34:41
 
穿越頻率在Mathcad中設置在Saber中驗證。
最愛海賊王33
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初級工程師
  • 2018-11-26 23:08:47
 
考慮動態時,相位裕度和增益裕度同樣重要,比如PFC的電流環參數設計,同樣的穿越頻率,不同的相位裕度,會使得電流過零點處的跟蹤效果大大不同。
cyx7610
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  • 2019-3-12 08:07:21
 
對于補償來說,采用二型網絡好還是三型網絡比較好?
xbow
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初級工程師
  • 2018-5-30 10:17:48
 
寫得不錯,有計算,有仿真,有文字說明!

能否把你的仿真、計算文件上傳,供大家參考驗證;
boy59
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  • 2018-5-30 13:08:04
 
容我整理整理,計算文件還比較亂······
xg282805597
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本網技工
  • 2018-8-22 14:23:05
 
看得腦殼疼
cyx7610
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  • 2018-5-30 22:52:48
 
環路設計比較難,環路設計得好,電源工作會比較穩定,
boy59
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  • 2018-5-31 08:49:13
 
確實如此!有句老話:難者不會,會者不難。最近越發的感覺到不會的太多了!
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  • 2018-5-31 09:07:03
 
在用Saber 軟件中的環路掃描儀tdsa時經常會苦惱于耗時太久動輒以小時計,如果降低掃描時間得出的bode圖又不精確。這里有個可以兼容掃描速度和精度的小技巧分享給大家。

boy59
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  • 2018-5-31 09:26:15
 
tdsa的基本原理是向環路注入頻率由低到高的正弦波小信號,通過測反饋信號獲得相位和增益的bode圖。
在低頻段由于注入信號的頻率低根據T=1/f所以用時多最為耗時,由于低頻段的增益高尤其是雙極點處所以注入小信號的幅值要設置的小一些(否則就變成大信號)。
在高頻段由于注入信號的頻率高所以耗時較少,由于高頻段的增益低所以注入的小信號幅值可以設置的大一些以提高精度。
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  • 2018-5-31 10:42:43
 
根據上述特性在環路掃描時可采用分段掃描的方法,下面的方法僅供參考。
假設掃描范圍100-100kHz并分為三段,100-1kHz,1kHz-10kHz,10kHz-100kHz。
100-1kHz段:
                                             圖4-1-1 低頻段設置
低頻段將仿真中的Time Step設置為100uS可以大大降低仿真時間,tdsa設置如上圖將注入信號ampl設置為0.01,npoints表示掃描的頻率點數取值太小曲線不圓滑,min_nper表示每個頻率點的最小掃描次數估計是為了計算平均值提高測量精度,這里這些參數都保持默認值。掃描的結果如下:
                      圖4-1-2 低頻段bode

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  • 2018-5-31 10:58:53
 
1kHz-10kHz
中頻段的仿真速度比較快了TimeStep可以設置為100nS,tdsa中ampl設置為0.01,掃描結果如下:
                           圖4-2 中頻段bode
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  • 2018-5-31 11:18:39
 
高頻段的仿真速度更快TimeStep可以設置為10nS,tdsa中將ampl設置為0.625,掃描結果如下:
                 圖4-3 高頻段bode
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  • 2018-5-31 11:32:33
 
最后將圖4-1到圖4-3合成并同Mathcad對比:
                                              圖4-5 掃頻結果對比
如圖4-5 采用分段掃描的方法結果是比較準確的,最大的優點還是仿真速度快,從三次仿真到圖片合成也就幾分鐘的時間。
不知Saber中有沒有可以同時改變多個參數的功能(Vary好像一次只能改一個),如果有的話就不需要后期的圖片合成了。

來領盒飯
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初級工程師
  • 2018-6-1 12:13:20
 
樓主能不能拿一個實例樣品,來講講環路的調試,配合理論和仿真
boy59
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  • 2018-6-4 22:42:43
 
這個到后面可能會借鑒一個實例來分析一下。
bake_ql
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副總工程師
  • 2018-11-4 21:01:14
 
建議可以試試simplis,感覺掃描小信號還是速度比較快的;
boy59
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  • 2018-11-5 09:27:29
 
前幾天聽講座對simplis了解了一點點,對于非線性器件其是采用分段線性化來處理的所以速度會比較快。

Saber軟件如果采用理想器件運算速度也還是可以的(忽略細節或通過修改仿真參數),有機會也準備學一下simplis軟件。

boy59
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  • 2018-6-2 21:18:53
 
二類補償的零、極點設置方法:
補償電路的零、極點可以憑經驗、直覺或試湊等法來設置非常的靈活,之所以靈活是因為其有無窮的解也正因為此會讓人覺得茫然不知道怎樣的解最為合適。資料中常見在零點處加極點或者極點處加零點來預先設定某些零、極點,穿越頻率處斜率-1大概也是為了方便零、極點的設置而規定的,這類問題用圖解法應該最為適合可以窮其解并通過篩選、對比得出最“恰當”的結果。

liaozhaocheng
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版主
  • 2018-6-2 21:34:30
 
樓主每出,必屬經典。
boy59
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  • 2018-6-2 21:42:43
 
您過獎了!
boy59
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  • 2018-6-2 21:42:02
 
首先從相位補償開始,還是以圖2-1的buck為例預設穿越頻率20kHz,電容ESR=0.149,功率級傳遞函數的相位圖如下:
                                     圖5-1 buck功率級相頻圖
如圖5-1在20kHz處的相位余量是82.178度,最終期望的相位余量是60度,補償電路要在20kHz處實現-22.178度相移。
boy59
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  • 2018-6-2 22:21:40
 
二類補償的相位特性如下:
                                 圖5-2 二類補償相頻特性
二類補償可以實現相位0~-90度補償,因為都是≤0的數其本質是沒有相位補償功能的必須依賴于待補償電路(功率級電路)有足夠的相位余量(例子中buck功率級相位余量180-97.822=82.178度)。二類補償在穿越頻率處的相位是由零、極點共同決定的,這里將零點頻率轉換為以所需補償相位、極點為變量的函數來解決零點的設置問題。
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  • 2018-6-2 22:53:56
 
arg是復數的幅角運算形式將其轉換成較習慣的tan運算并將公式整理成下圖中的公式:
                                         圖5-3 零點與極點、預設相位的關系
圖5-3是補償相位θ分別取-10、-25、-40、-55度時的四條零點與極點的等相位關系曲線,x軸表極點頻率y軸表零點頻率,當零點頻率<0認為是無意義的。(公式的推導過程在圖5-3的右側)
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  • 2018-6-4 06:43:33
 
其次增益補償
功率級電路的增益特性如下:
                                圖5-4 buck功率級幅頻圖
在預設穿越頻率20kHz處增益為-9.876所以補償電路要在此處實現+9.786的補償。
二類補償的增益特性如下:
                            圖5-5 2類補償的幅頻特性
如上圖所示2類補償可以提高穿越頻率,由于上一步等相位設置已經“確定”了零、極點的位置,這里只要設置原極點的位置滿足20kHz處幅值=+9.876即可。

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  • 2018-6-4 07:03:35
 
將上述幅頻、相頻設置法結合起來構成一個以極點fp為x軸穩態增益(暫取10Hz)為y軸的穩態增益幅值--極點頻率特性圖如下:
                           圖5-6 穩態增益與極點的關系
圖中50kHz以內的曲線是零點頻率小于零的部分,實際取極點頻率為大于50kHz的部分,如圖中所示隨著極點頻率的提高穩態增益也相應跟著提高。至此已經得到了一個按設定穿越頻率、等相位余量為參考的只有一個變量(極點fp)的曲線圖,最終如何去篩選極點fp還需考慮其它一些限制條件。
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  • 2018-6-4 13:06:04
 
回到熟悉的幅頻、相頻圖中,選取不同的極點頻率fp對于總的開環bode圖影響如下的:
                                圖5-7 極點頻率對開環bode圖的影響
圖5-7中分別取極點頻率fp等于50kHz、64kHz、90kHz ,從幅頻圖看極點頻率越高穩態增益越大,從相頻圖看當極點頻率超過64kHz后出現了條件穩定的情況,為避免這種情況的發生可將極點頻率限制在50kHz-64kHz之間。(當負載降低后電路的Q值會變大使電路趨向條件穩定變化,此處將極點頻率限制的更低一些較為妥當)
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  • 2018-6-4 14:24:54
 
設置好零、極點后可以開始計算補償電路的電阻、電容值,圖2-5中電阻Rb用來設置輸出電壓的大小不影響環路特性,電阻R1是整個補償電路的基調改變R1將使電路中電阻、電容“成比例”變化但也不會影響環路特性。
                              圖5-8 補償參數與電容R1、極點頻率的關系
由于運放(431等)并不理想所以選用的電阻不能太大,電容不能太小還要兼顧功耗等問題。
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  • 2018-6-4 14:40:05
 
三類補償要比二類補償多出一對零、極點,多增加的兩個未知量會讓設計更加的靈活不知所措,那么三類補償又該如何設計?
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  • 2018-6-4 15:35:44
 
老兄的方法,和 K-Factor 方法,如何比較?
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  • 2018-6-4 22:39:21
 
網上查了些K-Factor方法的資料,目前的理解是用一個k因子將零點和極點關聯起來,這個跟圖解法的思路相似(解方程常用的消元法)比如下面的二型補償k因子式。

用這種k因子法同圖解法做了下對比:

得出的結論是:
1、圖解法的結果更精確跟預設的穿越頻率、相位余量值一致,k因子法略有偏差
2、圖解法可選的參數更多,k因子法的解包含在圖解法中。
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  • 2018-6-5 08:43:10
 
上述結論2要修正一下,圖解法是以極點fp為變量得出一系列bode圖,K-Factor法同樣可以以中心頻率fc為變量得出一系列bode圖所以二者的求解范圍應當是一樣的。

上圖是對比了其中的兩組曲線,K-Factor法的中心頻率在某些取值時結果會與預期值有偏差(右側相頻圖中的兩個黑點),圖解法因是采用的是直接解方程的方法不會存在這個問題結果都是非常精確的。
二型補償中兩種方法的主要區別應該就是將零、極點兩個變量消元成一個變量所采用的方法不同(精度也不同),到三型補償時區別可能會大一些。
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  • 2018-6-5 16:16:52
 
1. 不會啊,K-factor 的solution 是exact 的 ,不會有偏差的,圖里K因子函數變量8000和18000 是什么參數?您說的中心頻率?K 方法里好像沒這個概念。
2. 您的方法比K方法來說,自由度是多些,K方法給定 fc 和 Φm 后,Zero1和Pole1 就定了,您的則可以有條件地自由選定。
3. 還有一個Kplus方法,就是個modified K 方法,多點自由度。
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  • 2018-6-5 19:20:48
 
圖中的k因子函數變量8000和18000就是所謂的“中心頻率”,對K因子法不是很了解有點想當然了。
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  • 2018-6-5 13:01:26
 
三類補償的設計一種方法是采用雙重零點、雙重極點,這對于求解方程來說就相當于只有一個零點和一個極點了,用二類補償的方法就可以求解。三型的K因子法好像就是用的這種方式:
                                 圖6-1 三型補償K因子法

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  • 2018-6-5 13:10:57
 
第二種方法——零、極點轉移法:
這種方法是將一對零、極點(fz2、fp2)先“補償到”功率級電路上使功率級的bode圖相位得到提升并使之能被二類補償電路所補償,接著就是用二類補償的方法求出fp0、fz1、fp1,最后將這5個點合起來構成三類補償。

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  • 2018-6-5 13:30:03
 
還是以圖2-1的buck電路為例假設輸出電容ESR=0.01,功率級電路的bode圖如下:
                                   圖6-2 小ESR的buck電路bode
設計目標仍然是穿越頻率20kHz,相位余量60度。
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  • 2018-6-5 13:39:19
 
圖6-2中零點頻率1/(2*π*ESR*Co)=47.37kHz(當ESR=0.149時零點頻率=3.179kHz),此時增加一個3.179kHz的零點一個47.37kHz的極點結果如下:
                              圖6-3 小ESR增加一對零極點后與原大ESR對比
6-3中紅色實線代表原ESR=0.149時的bode圖,藍色虛線代表加入一對零、極點補償后的ESR=0.01bode圖,二者在穿越頻率處的幅值和相位都是相同的, 這樣就可以用之前的二類補償法求出余下的參數(結果也一定與之前的相同)。
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  • 2018-6-5 14:04:29
 
從功率級到補償級再到總的開環bode圖如下:
                                圖6-4 buck三類補償總bode曲線
如圖6-4總的開環bode圖結果與預設值完全一致,采用這種方法后似乎就不再需要三類補償了,任何三類補償的問題都可以轉換成二類補償的方法來求解。
在對功率級電路加一對零、極點補償時,如何更合理的去設置零、極點還有待探討。
greendot
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  • 2018-6-6 12:48:15
 
如果TypeIII compensator 里的兩個Zero是相同的,兩個Pole也是相同的,這樣只有Zero1和Pole1兩個變量,用您之前TypeII的操作,不知會如何?其實也是個和K-factor方法的一個比較。
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  • 2018-6-6 13:49:24
 

還是以穿越頻率20kHz相位余量60度作為預期目標,雙重極點的取值范圍如上圖要大于40kHz。
取雙重極點=70kHz時的bode圖和零極點參數如下:

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  • 2018-6-6 13:54:13
 

雙重極點50kHz的bode圖和參數如上。
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  • 2018-6-6 21:47:51
 
As expected.
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  • 2018-6-8 10:39:42
 
強帖出現,只能學習了
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  • 2018-6-15 08:59:27
 
條件穩定
首先驗證計算是否準確,見下圖加補償后的總開環bode圖:
                       圖7-1 Saber掃描和Mathcad計算總開環bode圖對比
上圖中Saber電路的參數都是按照Mathcad文件設置的,從結果看Mathcad的計算方法是準確的,后續的分析都將以此為依據。

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  • 2018-6-15 09:32:26
 
依照環路掃描的方法采用“大信號”掃描得出的結果對比如下:
                              圖7-2 小信號與大信號對比
圖7-2中獲得的大信號bode圖不一定準確,從波形看在大信號下增益變小了。這是因為晶體管都有飽和限制(或供電電壓限制)當輸入信號很大時輸出并不能達到理論值而是被鉗位了,因增益=Vo/Vi所以結果相當于增益變小了。
如果電路存在條件穩定并且在條件穩定處因大信號使增益小于0dB電路就有可能震蕩。

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  • 2018-6-15 09:40:49
 
設穿越頻率20kHz、相位余量60度,不同狀態下的啟動波形如下:
                               圖7-3 條件穩定對啟動波形的影響
如圖7-3相同穿越頻率和相位余量的條件下,存在條件穩定的過沖最嚴重。

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  • 2018-6-15 10:26:24
 
                          圖7-4 條件穩定對正常情況的負載跳變的影響
如圖7-4負載從滿載到輕載或從輕載到滿載跳變時存在條件穩定的動態響應似乎更快。

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  • 2018-6-15 12:43:14
 
假設出現異常情況輸出短路,條件穩定和非條件穩定下的輸出動態波形對比如下:
                           圖7-5 條件穩定在大信號下的對比
如圖7-5在相同的動態負載下存在條件穩定的電路在條件穩定頻率處發生了震蕩,或許可以定義一個條件穩定余量同相位余量一樣這個余量將決定條件穩定處的震蕩狀態(欠阻尼、過阻尼、周期震蕩······)。

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  • 2018-6-16 14:03:54
 
當接不同負載時電路的Q值會發生變化從而引起bode圖的變化如下:
                              7-6 負載對bode圖的影響
7-6中圖(a)負載3歐姆圖(b)負載30歐姆(臨界電阻),非斷續模式下負載幾乎不影響穿越頻率和相位余量(預設20kHz穿越頻率,45度相位余量)。
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  • 2018-6-16 14:18:24
 
當確定好補償參數后隨著輸入電壓的變化穿越頻率也會跟著變化從而引起相位余量的改變(相位bode圖是不發生變化的)。
                             7-7 輸入電壓對穿越頻率和相位余量的影響
如果采用電壓前饋控制既讓圖2-1中鋸齒波的斜率正比于輸入電壓那么輸入電壓的變化就不會對bode圖產生影響了。

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  • 2018-6-17 13:54:36
 
參數漂移對開環bode圖的影響:
                            7-8 輸出電容ESRbode圖的影響
上圖電路中的ESR在0.149附近變動,ESR相對較大采用的是TypeⅡ補償(也可以采用Type Ⅲ補償,向下兼容)。
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  • 2018-9-10 17:49:25
 
這個大信號掃描,其中會不會有PWM飽和?
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  • 2018-9-10 20:08:40
 
這個大信號掃描是按運放飽和的思路來的,過程如下:首先根據掃頻的時域結果調整負載(時間的函數)使所有頻段的增益一致(掃頻輸入端PWM,掃頻輸出端Vcont)

調節補償電路中運放的電壓使其低于Vcont的峰值電壓,此時認為運放為飽和態從而得出大信號bode圖。

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  • 2018-9-10 22:26:08
 
即是刻意令其飽和,開環? 其實最好次第輸入不同幅度的信號,量其輸出和相移。
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  • 2018-9-11 20:45:10
 
發覺用這種方法獲得大信號bode圖似乎是不對的,大信號時的輸入或者輸出已非正弦波那么如何確定其準確的相移?或許不應該用bode圖的想法去思考大信號。
當開關頻率遠高于穿越頻率(包括零、極點頻率)時,可以把開關做平均化處理從而得到小信號模型,如果開關頻率遠低于穿越頻率(包括零、極點頻率)時應該就是大信號模型了,也就是194樓的兩個電路模型。設置不同開關頻率做的仿真如下(假設器件理想無飽和問題)

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  • 2018-9-12 11:56:03
 
一般大信號仍是指正弦信號,假如環路有個可飽和的放大項,輸入幅值增大超過飽和值時,輸出就像個削了頂部的正弦,這個信號的基波,跟輸入比較,是有增益和相位關系的,Bode Plot是可以的。不過在我們這里,大信號不是正弦,而飽和又意味著開環,那就談不上Bode和CS了。

(題外話,Saber沒用多時,Cosmoscope Plotfile 里的信號,p和m分別是元件兩端對地的電壓,pm是p-m,即兩端電壓差,我有無理解錯? 我的Saber2016,pm就是p,不管m 是什么。?)
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  • 2018-9-12 18:16:05
 
2012版中的pm好像不是指兩端電壓,實測了一下pm也是等于p值。一般我是在仿真時設置input/output——signal List——All signals,或者在庫里找Sensor添加到待測器件上。
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  • 2018-9-12 19:57:52
 
Signal List 只選 Across only 的話,Plotfile 只有 pm 這項,所以一直以為pm定是differential voltage。
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  • 2018-9-12 22:32:45
 
Waveforms at Pins 只選 Across Variables Only,pm 給出的數值,是選 Across & Through Variables 時給出的 p 值是一樣的,(即是說 pm 的數值是不對的),pm 到底是什么鬼 ?
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  • 2018-9-13 11:58:06
 
弄明白了,只有電容才有的pm是這樣的: Vcap=pm-m ,Vesr=p-pm 。所以如果ESR=0,p就=pm。
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  • 2018-9-13 12:49:31
 
原來如此,pm不是指p-m,而是指p和m中間的值      
     


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  • 2018-9-13 13:36:34
 
還有個現象,一個Opamp 做的RC低通,輸入沒有DC Offset 的正弦信號,輸出應該也是一樣沒有DC Offset 的,
1. 如果Opamp的Vcc,Vee相等,(如5V和-5V),無論低通里電容的IC是undef,或是0,輸出是沒DC Offset的,
2. 如果Vcc,Vee不相等,(如10V和-5V),IC是0的話,輸出是沒DC Offset的,IC是undef的話,是有DC Offset的,Offset = (Vcc-Vee)/2 ,如(10-5)/2=2.5V 。

Buck的啟動,補償器上的電容IC是有點影響的。
boy59
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總工程師
  • 2018-9-13 17:16:23
 
確實如您所說,正常冷機啟動時IC應設為0,單電源供電時DC offset≠0使曲線又多拐了個彎,由于這段時間比較短忽略(Ic undef)應該也影響不大。在數學上處理可能就比較麻煩了,解微積分方程組還要考慮初始值的設置問題……
saber1990
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初級工程師
  • 2019-8-18 18:50:42
 
兩個問題: 1) 分段掃描后怎么將結果拼接起來的?
                  2)大信號掃描什么意思?
boy59
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  • 2019-8-19 09:39:45
 
1) 在畫圖軟件中拼接,環路掃頻用PSIM軟件速度比較快。
2)大信號掃頻可以忽略一般用不到。
boy59
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  • 2018-6-24 08:08:53
 
斜坡補償
采用峰值電流控制的電路當進入CCM模式并且占空比大于50%時需要加斜坡補償,有的說法當占空比大于18%或占空比大于38%就需要加斜坡補償,到底哪種說法準確?
                                 8-1 峰值電流控制反激電路
用上圖8-1的電路來進行驗證,變壓器咋比7.565:1,初級感量800uH,負載電阻2.368,電容2000uF,采用電阻0.1,峰值電流1.94。
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  • 2018-6-24 08:23:22
 
當占空比為50%時峰值電流模式的波形如下:
                               8-2-1 50%占空比時的電流、電壓波形
8-2-1中電流波形的寬度(△I)發生了變化說明發生了次諧波震蕩,局部放大后的波形如下:
                                 8-2-2 50%占空比局部放大圖
50%為臨界震蕩狀態,外部的微小擾動或電路自身的噪聲就足以觸發次諧波震蕩,震蕩頻率為1/2開關頻率。
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  • 2018-6-24 08:38:01
 
當把占空比降低至49%左右,同時在負載處添加擾動條件結果如下:
                              8-3 49%占空比時不發生次諧波震蕩
如上圖8-3當占空比小于50%時即使有擾動存在也不會發生持續的次諧波震蕩,但恢復穩態的時間會比較久為欠阻尼震蕩所以應當留一定的余量,如何去確定這個余量可能就是上述不同說法的來源依據。

ckj_ck
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  • 2019-1-12 18:10:45
 
大于50%,數學可證
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  • 2018-6-29 17:49:57
 
準備從以下兩個方面來探討控制技術。
1、        補償電路,試著在常用TypeⅡ、TypeⅢ的基礎上做一些擴展。
2、        PWM控制器,期望通過改進控制技術使不同工況下bode圖不發生大的變化并且保證控制器線性化以改善大信號特性。
在PFC應用中為了得到高的功率因數,穿越頻率要低于2倍工頻頻率(100Hz)一般取10~20Hz。這么低的穿越頻率勢必造成極差的動態響應,所以單級PFC只能用于特定的場合。
借鑒三段式充電器原理如果引入多個控制量似乎可以解決這個問題(簡單的模糊控制?)。示意圖如下:
      圖9-1 兼容功率因數和響應速度的PFC補償電路
當輸出電壓在正常范圍內中間的穿越頻率為fc2=20Hz的補償器工作,當輸出電壓高于設定電壓時穿越頻率為fc1=6kHz的上補償器工作迅速壓低輸出電壓,當輸出電壓低于設定電壓時穿越頻率為fc3=6kHz的下補償器工作迅速抬升輸出電壓。
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  • 2018-6-29 22:50:55
 
根據上述思路搭建一個Boost-PFC電路,首先按通常情況只接一個低穿越頻率補償器的啟動波形如下:
                                       9-2-1 單一補償器PFC的啟動波形
上述波形的補償器參數只是大概調了一下可能不太理想,波形中的con_upcon_dow從電路中斷開只有con_mid連在電路中,在目前的參數下電路的動態特性不太理想。
保持電路中的各參數不變將con_upcon_dow連入電路后的啟動波形如下:
                                          9-2-2 多變量啟動波形
9-2-2的啟動波形相對于圖9-2-1動態特性提升了不少,至此可以證明這種多變量補償可以提升PFC電路的性能。如果能將補償電路簡化一下少用幾個運放就更理想了。

boy59
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  • 2018-6-30 18:55:26
 
在TypeⅡ和TypeⅢ補償器中僅使用到了左半平面零點和極點,如果在補償器中加入右半平面零點和極點就有可能實現功能的擴展,比如用右半平面極點去補償右半平面零點(目前還不確定是否可行)。
  右半平面零、極點的電路實現方法可以參考零、極點公式,零點的公式為(1-S/ωz)其中包含了一個減法運算和一個微分運算,具體實現電路如下:
                          圖9-3-1 右半平面零點電路
對上圖用Saber進行環路掃描并同Mathcad的計算結果做比較如下:
                         圖9-3-2 右半平面bode對比
上圖中用Mathcad繪制的bode圖有在公式前取負號既公式實為-(1-S/ωz)。
boy59
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  • 2018-6-30 19:58:41
 
右半平面極點的公式1/(1-S/ωp),其中包含了除法運算,實現電路如下:
                                     圖9-3-3 右半平面極點電路
環路掃頻結果和Mathcad的計算結果如下:
                                   圖9-3-4 右半平面極點bode圖對比
上圖中掃頻結果不太理想,不知用其它軟件仿真結果會如何?亦或是圖9-3-3的電路模型不正確?
greendot
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  • 2018-7-1 19:58:40
 
不用這么復雜,看這個:

boy59
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  • 2018-7-2 13:03:31
 
按這個電路推導的傳遞函數,不知道對否

假設Rf=R,當R2=0時傳遞函數變成了左半平面極點函數
當R2=R1時傳遞函數再乘以0.5就變成了原極點函數
當R2>R1時傳遞函數就變成了右半平面極點函數,不過仿真時輸出在短時間內就達到了極大值,應該是電路中正反饋>負反饋成正反饋特性了。
如果公式沒推錯的話,是不是說右半平面極點沒辦法用電路來實現?
greendot
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  • 2018-7-2 19:16:52
 
推導應該沒錯,這圖是以前抄下的,沒仿真過,原來是行不通的。
boy59
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  • 2018-7-2 22:33:33
 
所有的資料都說右半平面零點無法補償,看樣子只能另尋它徑了。
greendot
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  • 2018-7-5 17:42:43
 
RHP Pole 函數的時域,是個Exponential Function,確實是會飛上天的。
RHPZ 是個 moving target,不太好補償。
boy59
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  • 2018-7-6 08:38:47
 
這些零、極點都來自于小信號線性化模型,如果采用非線性控制或許就不存在右半平面零點了。
greendot
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  • 2018-7-6 18:08:00
 
如果是定頻PWM,這是個物理個現象,無論大小信號線性非線性模型,應該都有吧?
boy59
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  • 2018-7-6 22:23:02
 
大概是一種變頻的非線性模型。
not2much
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  • 2019-4-21 22:07:36
 
有RHPP的系統應該是不能穩定工作的吧,那么是不是就不符合得到Bode Plot的條件了?因此,仿真得到的結果就很有可能出現偏離吧?
boy59
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總工程師
  • 2019-4-22 21:38:18
 
右半平面極點可以在bode圖中(頻域)繪制出來,實際電路(時域)好像還沒辦法實現(可以穩定工作的)。
boy59
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  • 2018-7-5 10:57:39
 
PID與零、極點的關系
PID=P+I+D是比例、積分、微分電路的組合,用單運放實現的方式如下:
                              
                          圖9-4-1 PID補償電路
同在bode圖下的對比如下:
                              圖9-4-2 PI補償與Type Ⅱ補償對比
                              圖9-4-3 PID補償與Type Ⅲ補償對比
通過對比可知Type Ⅱ比PI補償多一個極點,Type Ⅲ比PID補償多兩個極點,可以說零、極點補償是PID補償的增強版。

boy59
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總工程師
  • 2018-7-5 13:49:07
 
PID的參數比Type型的少,參數之間的關聯小如果采用獨立的P+I+D方式參數之間基本沒關聯,Type型的零、極點一般由2~3個參數構成,參數之間相互關聯所以相對來說PID容易調試些。
                    
                         圖9-4-4 三型補償網絡元件的多重作用
PID易于實現數字化控制,通過對信號的離散化處理可得到比例(k)、積分(++)和微分(△u)參數,Type型的還不清楚如何處理。
PID由于缺少高頻極點所以對高頻噪聲的抑制力差,PID中的微分項從bode圖上看可以提升穿越頻率所以可以提高動態響應,但是這個微分項會使增益趨于變大在某些場合是不能加這個微分項的。
Type型除了復雜外各項性能都要優于PID型,那么是否可以設計一款適用于數字控制的Type模型;是否可以設計一款專用的Type補償器,該補償器只對零、極點進行調節,相關的電阻、電容會自動關聯調節?;蛘呖梢蚤_發出自動調節功能,當環路自動調節完成后取下專用Type補償器再根據顯示器中推薦的參數去補償實際電路。
wsyy1998
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LV2
本網技師
  • 2018-8-5 09:39:50
 
拜讀。感謝樓主無私分享?。?!
boy59
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總工程師
  • 2018-8-22 10:43:16
 
有關數字控制轉至另一貼,探討開關電源PID控制及參數設置  http://www.gljgx.tw/thread-300782-1-1.html

ckj_ck
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LV8
副總工程師
  • 2019-1-12 18:14:29
 
"那么是否可以設計一款適用于數字控制的Type模型",


有啊,你想要的估計就是2p2z,3p3z這種補償
seawaterblue
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高級工程師
  • 2018-7-24 14:59:55
 
厲害,把這個弄懂基本夠用了
yangdafu
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助理工程師
  • 2018-7-30 15:52:07
 
學習了,謝謝分享
舒行科
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副總工程師
  • 2018-8-2 21:59:11
 
樓主的資料先收下啦,謝謝分享的資料。
舒行科
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LV8
副總工程師
  • 2018-8-5 18:28:25
 
環路補償確實需要好好設計。
fengqingyang08
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初級工程師
  • 2018-8-8 10:02:56
 
關于這些控制啊環路啊有沒有推薦入門的書,看的我一臉懵逼
boy59
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總工程師
  • 2018-8-8 11:01:18
 
建議使用Mathcad或其它軟件學習繪制bode圖,樓主也沒讀過自控方面的書,就是靠著畫bode圖才不那么懵逼的。
zhang0326
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高級工程師
  • 2018-8-22 08:26:39
 
來學習一下
boy59
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總工程師
  • 2018-8-22 10:44:40
 
從仿真中發現同一個功率電路采用同樣的補償參數,如果補償電路的供電電壓Vcc不同,得出的動態波形是不一樣的,這里涉及到大信號問題了。

boy59
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  • 2018-8-22 11:31:36
 
                              
                                 圖9-5 運放不同供電電壓對動態波形的影響
上圖是以buck電路為例,補償電路的運放供電電壓分別取5V和±10V得出的動態波形對比。為觀察大信號特性電路中的占空比沒做限制,明顯的寬零電平或高電平就是大信號狀態。例子中PWM控制信號幅值為0~1.25V,在大信號最壞情況下積分電路會使控制信號達到Vcc,如果將Vcc限制在0~1.25V之間將改善大信號狀態,實際電路中可做限幅處理。

boy59
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  • 2018-8-31 23:05:21
 
輸出電壓與功率級電路的直流增益:
                                   9-6-1 只接比例項的閉環buck電路
如圖9-6-1如果電路只接比例負反饋,根據從輸入到輸出和從輸出到輸入的兩個方程可以推導出輸出電壓公式:
Saber軟件對上述公式做以驗證結果如下:
                              9-6-2 直流增益仿真與計算對比
上圖的結果證明公式是準確的,由這個公式可以進行相關衍生:
1、如果已知鋸齒波Vosc的峰值,結合輸入電壓Vin和負反饋比例k可以估算出輸出電壓Vout;
2、實測輸出電壓Vout結合輸入電壓Vin和負反饋比例k可以估算出鋸齒波峰值;
3、步驟2Vin/Voscbuck電路的零頻增益(bode圖的初始增益)。
4、……

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  • 2018-9-1 06:19:04
 
以前一直有個疑惑,無論buck、boost還是LLC等拓撲都可以將總的開環穿越頻率和相位余量設置在同一水平,為何他們的動態特性會不同?甚至同一拓撲如果設計時選用不同的電感量也會引起動態特性的變化。

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  • 2018-9-1 08:59:04
 
通過以往的分析發現動態特性其實是由小信號和大信號兩部分組成的(或者還包含二者的過渡部分)。
1、小信號
我們在分析環路時采用的電路模型、bode圖等都是基于小信號的前提下,小信號可以理解為小的△V(比如一根曲線如果取其中一小段可近似認為這一小段是線性的),
因為電源拓撲一般都是非線性的,而現有手段只能分析線性問題,所以通常都是以小信號來作為研究對象。
2、大信號
實際電路的動態過程在很多情況下V會超出小信號范疇,這段時間小信號分析就不準確或者無能無力了。
以電源剛上電的過程為例(假設無限流、軟啟動,無PWM限制),在剛上電時由于輸出電壓很低PWM將以最大占空比輸出,當輸出電壓超過設定值后由于電感的慣性(或稱電路的滯后性)電壓會繼續飆升,PWM以最小占空比輸出。在這兩個過程中環路都沒有起作用電路只是按自身的特性在運行,這就屬于大信號范疇,隨著輸出偏差的減小環路逐漸介入從而進入小信號范疇。
上述啟動過程的波形如下:
                          10-1 啟動過程中的大、小信號
在以往的分析中都剔除第一個波就是基于上圖的原因,其為大信號對小信號分析沒有幫助。
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  • 2018-9-1 10:24:05
 
在優化動態特性設計時,大信號是不可忽略的甚至占有不小的比例。下面主要從兩個方面來分析、改進大信號特性:
1、從拓撲入手
結合圖3-4-1的結論大信號多與功率電路自身特性有關(如阻尼系數,自震角頻率等),可以通過提高開關頻率,降低電感、電容量等手段來改善大信號特性。
2、從控制技術入手
首先電壓控制模式,在電壓模式中有兩個儲能元件致使其輸出量與控制量之間的非線性度(或滯后性)比較嚴重所以也較難控制。
其次峰值電流控制模式(或斷續模式),這種控制模式把電感變成了可控電流源 功率電路中只“剩下”電容一個儲能元件,線性度(或滯后性)有所改善控制難度也隨之降低。
再次平均電流控制模式,平均電流才是我們所需要的控制量而峰值電流和平均電流之間并不一定是線性關系,如果直接控制平均電流那么功率電路的線性度將進一步改善。
最后恒功控制模式,開關電源目的就是功率轉換無論是電壓控制還是電流控制最終都要體現在功率上,如果同時以平均電流、輸出電壓作為控制量直接以功率為目標來進行控制那么功率電路或許可以變成線性電路了。

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  • 2018-9-1 14:10:19
 
按照上面四種控制模式的想法搭建了Buck仿真電路,仿真結果如下:
                                  10-2 四種控制模式啟動波形對比
10-2中編號從1-4分別為電壓控制模式、峰值電流控制模式、平均電流控制模式、恒功率控制模式,同設想的一樣線性度越好的動態特性也越好。

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  • 2018-9-1 20:04:44
 
恒功模式的bode圖和電壓模式的對比如下:
                              10-3 恒功模式和電壓模式bode圖對比
對于反激或boost電路都存在右半平面零點問題,準備將這種恒功控制模式用于反激電路看能否拓展帶寬。

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  • 2018-9-2 06:16:18
 
在分析反激之前先對上面的buck電路進行環路優化,從圖10-3bode圖中可以看出這種恒功模式的相位余量比較大,如果設置20KHz穿越頻率則相位余量接近180度,這里采用的是TypeⅡ補償。
優化后的動態波形如下:
                                      10-4-1 恒功模式動態波形
將上圖中兩個紅圈處分別展開如下:
                                    10-4-2 恒功動態波形展開
10-4-2的動態效果不知是否同于非線性控制(單周期控制),正常工作時為定頻模式,負載突變時為變周期模式,以實現最快動態響應的目的……
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  • 2018-9-2 08:54:59
 
10-4-2中的左圖當負載突變至輕載時,雖然PWM信號已經關閉但由于電感的儲能無處釋放導致輸出電壓升高,右圖當負載突然加重時電感電流要達到新的穩態需要一定的時間,這些都是受拓撲限制無法從根本上解決只能想辦法降低。
有一種雙向拓撲可以解決這個問題,鏈接[url=http://www.gljgx.tw/forum.php?mod=viewthread&tid=225550
  
                                 10-4-3 雙向拓撲
上圖中MOS管需去掉體二極管(可用兩個MOS串聯實現),這種拓撲可以實現電感能量回收,電路中始終存在無功功率可以應對電流突變,基本上負載跳變不會對輸出電壓造成影響。但成本和效率問題限制了這種電路的應用。
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  • 2018-9-2 09:13:11
 
10-4-3的基本原理如下:
空載時,電流在Boost電路和Buck電路構成的環路中往復循環,從外界看既無能量輸出也無能量輸入(理想情況)。
從左到右,當Buck電流<Boost 電流時能量從左向右傳輸。
從右到左,當Buck電流>Boost電流時能量從右向左傳輸。
此電路的特點是總電感電流不突變,通過控制Buck電路和Boost電路的開關管來對電流進行分配,從外界看輸、入輸出電流可以瞬間由最大變到最小或由最小變到最大(此處瞬間是開關周期的量級),解決了電感電流不能突變的矛盾。

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  • 2018-9-3 06:23:14
 
采用恒功控制模式反激電路的動態波形如下:
                                 10-5-1 恒功模式反激電路動態波形
                                 10-5-2 恒功模式反激電路動態波形展開
反激拓撲的功率傳遞完全依賴于電感,設計時采用的功率器件參數相對的要比Buck電路大,可能由此原因反激的動態特性不如Buck電路。(也可能是電流上限不同造成的。仿真時負載參數也不同,Buck電路負載3-12歐姆跳變,反激電路負載6-30歐姆跳變)
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  • 2018-9-3 08:33:19
 
思索了一下,反激的動態特性不如Buck(正激)應該是受拓撲特性的影響既反激存在所謂的右半平面零點。
Buck的電感儲能和能量傳遞是同時進行的,反激只能先儲能再釋放,在儲能的過程中電壓不可避免的要跌落所以相同的開關頻率下反激的動態特性不如Buck。
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總工程師
  • 2018-9-6 09:15:15
 
對反激的控制電路做了些改進使其可以兼容斷續模式(平均電流與峰值電流的轉換問題),由于電流模式自帶前饋功能所以輸入電壓的變化對輸出幾乎沒有影響(在輸入頻率不是很高的前提下)。
                              
                                   圖10-6-1 輸入擾動及連續、斷續模式切換
圖10-6-1中可以看出輸入電壓Vin的波動對電感電流和輸出電壓幾乎無影響,負載在6~100歐姆之間跳變,對圖中兩個紅圈處進行擴展放大如下:
                            圖10-6-2 輸入擾動及連續、斷續模式切換局部放大
圖10-6-2中突出的是從輕載到滿載及從滿載到輕載跳變的波形。從對反激的仿真結果看采用恒功控制模式會大幅度提升電路的動態特性,即便是反激這種電路也能將動態變化過程限制在幾個開關周期內而且過沖或跌落量都很小。
“恒功控制模式”是自創的一種叫法或許不夠準確,后面將分析這種控制原理期望能得出一套實用的理論。

stone-bsguo
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  • 2018-10-17 09:25:39
 
講解的好,收藏了
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  • 2018-12-2 22:30:27
 
21世紀電源網又一佳作
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本網技工
  • 2019-6-2 18:57:12
 
太棒了,學習了!

luck2013
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收藏不了,占個位
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贊,學習了
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  • 2018-9-9 18:46:59
 
寫得非常好
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初級工程師
  • 2018-9-11 21:15:53
 
你好,版主,請問一下Buck電路峰值電流模式占空比大于50%時出現占空比一下大一下小的問題,是環路不穩定導致的嗎?謝謝
boy59
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  • 2018-9-11 21:51:15
 
峰值電流模式都有這個問題,可以參考一下115-117樓,在開環的情況下當占空比大于50%也會出現一大一下的問題,所以這個現象是跟環路無關系的(大小波的震蕩頻率恰為開關頻率的一半)。
baigang
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  • 2018-9-20 16:10:09
 
謝謝,講的很好
zxy_20120225
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  • 2018-9-21 10:31:23
 
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